Как влияет индуктивность на передачу электрической энергии

Как влияет индуктивность на передачу электрической энергии?

Индуктивность в цепи, так же, как и ёмкость, влияет на силу переменного тока. Объясняется это явлением самоиндукции. В любом проводнике, по которому протекает переменный ток, возникает ЭДС самоиндукции. При подключении катушки к источнику постоянного напряжения сила тока в цепи нарастает постепенно.

Передача электрической энергии — технология передачи энергии от мест генерирования к местам потребления. Передача электроэнергии осуществляется посредством электрических сетей, в состав которых входят преобразователи, линии электропередачи и распределительные устройства.

Передача энергии на постоянном токе, в первую очередь, по системе Тюри, имела некоторое распространение в начале XX века, в частности, функционировали линия в Батуми протяжённостью 10 км и линия Мутье-Лион протяжённостью 180 км, но в конце концов они были демонтированы и заменены линиями переменного тока [2] .

Передача электроэнергии осуществляется посредством электрических сетей, в состав которых входят преобразователи, линии электропередачи и распределительные устройства. Возможность передачи электроэнергии на расстояние впервые обнаружил Стивен Грей в 1720-е годы. В опытах Грея заряд передавался по шёлковому проводу на расстояние до 800 футов [1]

Чем больше витков тем больше индуктивность?

Индуктивность катушки зависит от числа витков, радиуса и общей формы, также она пропорциональна числу витков и диаметру катушки. Индуктивность обратно пропорциональна длине провода для заданного диаметра катушки и числу витков. Итак, чем ближе будут витки, тем больше будет индуктивность.

Что такое индуктивность катушки и от чего она зависит?

Индукти́вность (или коэффициент самоиндукции) — коэффициент пропорциональности между электрическим током, текущим в каком-либо замкнутом контуре, и полным магнитным потоком, называемым также потокосцеплением, создаваемым этим током через поверхность, краем которой является этот контур.

Для чего нужна катушка индуктивности в цепи?

Катушки индуктивности (совместно с конденсаторами и/или резисторами) используются для построения различных цепей с частотно-зависимыми свойствами, в частности, фильтров, цепей обратной связи, колебательных контуров и т. п.

Как индуктивное сопротивление зависит от частоты?

В отличие от активного сопротивления, индуктивное не является характеристикой проводника, т. к. зависит от параметров цепи (частоты): чем больше частота переменного тока, тем больше сопротивление, которое ему оказывает катушка.

Как влияет индуктивность на напряжение?

Однако амплитудные значения напряжения и тока на катушке индуктивности достигаются неодновременно. Таким образом, колебания силы тока в катушке индуктивности отстают от колебаний напряжения на четверть периода. В этом важное отличие реактивного сопротивления от активного, где отставания между током и напряжения нет.

Для чего нужно индуктивное сопротивление?

Следовательно, индуктивное сопротивление — это противодействие изменению тока через элемент. Для идеальной катушки индуктивности в цепи переменного тока сдерживающее влияние на изменение протекания тока приводит к задержке или сдвигу фаз переменного тока относительно переменного напряжения.

Какое сопротивление у индуктивности?

Индуктивное сопротивление обозначается буквой XL и измеряется в омах. Отсюда следует, что для постоянного тока (ω = 0) индуктивное сопротивление равно нулю. Поэтому, когда, нужно пропустить по какой-либо цепи постоянный ток, задержав в то же время переменный, то в цепь включают последовательно катушку индуктивности.

Катушка индуктивности в цепи переменного тока

Рассмотрим цепь, содержащую в себе катушку индуктивности , и предположим, что активное сопротивление цепи, включая провод катушки, настолько мало, что им можно пренебречь. В этом случае подключение катушки к источнику постоянного тока вызвало бы его короткое замыкание, при котором, как известно, сила тока в цепи оказалась бы очень большой.

Иначе обстоит дело, когда катушка присоединена к источнику переменного тока. Короткого замыкания в этом случае не происходит. Это говорит о том. что катушка индуктивности оказывает сопротивление проходящему по ней переменному току .

Каков характер этого сопротивления и чем оно обусловливается?

Чтобы ответить ил этот вопрос, вспомним явление самоиндукции. Всякое изменение тока в катушке вызывает появление в ней ЭДС самоиндукции, препятствующей изменению тока. Величина ЭДС самоиндукции прямо пропорциональна величине индуктивности катушки и скорости изменения тока в ней. Но так как переменный ток непрерывно изменяется, то непрерывно возникающая в катушке ЭДС самоиндукции создает сопротивление переменному току.

Для уяснения процессов, происходящих в цепи переменного тока с катушкой индуктивности, обратимся к графику. На рисунке 1 построены кривые линии, характеризующие соответственно тик в цепи, напряжение на катушке и возникающую в ней ЭДС самоиндукции. Убедимся в правильности произведенных па рисунке построений.

Цепь переменного тока с катушкой индуктивности

С момента t = 0, т. е. с начального момента наблюдения за током, он начал быстро возрастать, но по мере приближения к своему максимальному значению скорость нарастания тока уменьшалась. В момент, когда ток достиг максимальной величины, скорость его изменения на мгновение стала равной нулю, т. е. прекратилось изменение тока. Затем ток начал сначала медленно, а потом быстро убывать и по истечении второй четверти периода уменьшился до нуля. Скорость же изменения тока за эту четверть периода, возрастая от пуля, достигла наибольшей величины тогда, когда ток станет равным нулю.

Рисунок 2. Характер изменений тока во времени в зависимости от величины тока

Из построений на рисунке 2 видно, что при переходе кривой тока через ось времени увеличение тока за небольшой отрезок времени t больше, чем за этот же отрезок времени, когда кривая тока достигает своей вершины.

Следовательно, скорость изменения тока уменьшается по мере увеличения тока и увеличивается по мере его уменьшения, независимо от направления тока в цепи.

Очевидно, и ЭДС самоиндукции в катушке должна быть наибольшей тогда, когда скорость изменения тока наибольшая, и уменьшаться до нуля, когда прекращается его изменение. Действительно, на графике кривая ЭДС самоиндукции e _L за первую четверть периода, начиная от максимального значения, упала до нуля (см. рис. 1).

На протяжении следующей четверти периода ток от максимального значения уменьшался до нуля, однако скорость его изменения постепенно возрастала и была наибольшей в момент, когда ток стал равным нулю. Соответственно и ЭДС самоиндукции за время этой четверти периода, появившись вновь в катушке, постепенно возрастала и оказалась максимальной к моменту, когда ток стал равным нулю.

Однако направление свое ЭДС самоиндукции изменила на обратное, так как возрастание тока в первой четверти периода сменилось во второй четверти его убыванием.

Цепь с индуктивностью

Продолжив дальше построение кривой ЭДС самоиндукции, мы убеждаемся в том, что за период изменения тока в катушке и ЭДС самоиндукции совершит в ней полный период своего изменения. Направление ее определяется законом Ленца: при возрастании тока ЭДС самоиндукции будет направлена против тока (первая и третья четверти периода), а при убывании тока, наоборот, совпадать с ним по направлению (вторая и четвертая четверти периода).

Таким образом, ЭДС самоиндукции, вызываемая самим переменным током, препятствует его возрастанию и , наоборот, поддерживает его при убывании .

Обратимся теперь к графику напряжения на катушке (см. рис. 1). На этом графике синусоида напряжения на зажимах катушки изображена равной и противоположной синусоиде ЭДС самоиндукции. Следовательно, напряжение на зажимах катушки в любой момент времени равно и противоположно ЭДС самоиндукции, возникающей в ней. Напряжение это создается генератором переменного тока и идет на то, чтобы погасить действие в цепи ЭДС самоиндукции.

Таким образом, в катушке индуктивности, включенной в цепь переменного тока, создается сопротивление прохождению тока. Но так как такое сопротивление вызывается в конечном счете индуктивностью катушки , то и называется оно индуктивным сопротивлением.

Индуктивное сопротивление обозначается через X _L и измеряется, как и активное сопротивление, в омах.

Индуктивное сопротивление цепи тем больше, чем больше частота источника тока, питающего цепь, и чем больше индуктивность цепи. Следовательно, индуктивное сопротивление цепи прямо пропорционально частоте тока и индуктивности цепи; определяется оно по формуле X L = ω L , где ω — круговая частота, определяемая произведением 2π f . — индуктивность цепи в гн.

Закон Ома для цепи переменного тока, содержащей индуктивное сопротивление, звучит так: величина тока прямо пропорциональна напряжению и обратно пропорциональна индуктивному сопротивлению це п и , т. е. I = U / X _L , где I и U — действующие значения тока и напряжения, а X _L — индуктивное сопротивление цепи.

Рассматривая графики изменения тока в катушке. ЭДС самоиндукции и напряжения на ее зажимах, мы обратили внимание на то, что изменение этих в еличин не совпадает по времени. Иначе говоря, синусоиды тока, напряжения и ЭДС самоиндукции оказались для рассматриваемой нами цепи сдвинутыми по времени одна относительно другой. В технике переменных токов такое явление принято называть сдвигом фаз .

Если же две переменные величины изменяются по одному и тому же закону (в нашем случае по синусоидальному) с одинаковыми периодами, одновременно достигают своего максимального значения как в прямом, так и в обратном направлении, а также одновременно уменьшаются до нуля, то такие переменные величины имеют одинаковые фазы или, как говорят, совпадают по фазе.

В качестве примера на рисунке 3 приведены совпадающие по фазе кривые изменения тока и напряжения. Такое совпадение фаз мы всегда наблюдаем в цепи переменного тока, состоящей только из активного сопротивления.

В том случае, когда цепь содержит индуктивное сопротивление, фазы тока и напряжения, как это видно из рис. 1 не совпадают, т. е. имеется сдвиг фаз между этими переменными величинами. Кривая тока в этом случае как бы отстает от кривой напряжения на четверть периода.

Следовательно, при включении катушки индуктивности в цепь переменного тока в цепи появляется сдвиг фаз между током и напряжением, причем ток отстает по фазе от напряжения на четверть периода . Это значит, что максимум тока наступает через четверть периода после того, как наступил максимум напряжения.

ЭДС же самоиндукции находится в противофазе с напряжением на катушке, отставая, в свою очередь, от тока на четверть периода. При этом период изменения тока, напряжения, а также и ЭДС самоиндукции не меняется и остается равным периоду изменения напряжения генератора, питающего цепь. Сохраняется также и синусоидальный характер изменения этих величин.

Рисунок 3. Совпадение по фазе тока и напряжения в цепи с активным сопротивлением

Выясним теперь, каково отличие нагрузки генератора переменного тока активным сопротивлением от нагрузки его индуктивным сопротивлением.

Когда цепь переменного тока содержит в себе лишь одно активное сопротивление, то энергия источника тока поглощается в активном сопротивлении, нагревая проводник.

Когда же цепь не содержит активного сопротивления (мы условно считаем его равным нулю), а состоит лишь из индуктивного сопротивления катушки, энергия источника тока расходуется не на нагрев проводов, а только на создание ЭДС самоиндукции, т. е. она превращается в энергию магнитного поля. Однако переменный ток непрерывно изменяется как по величине, так и по направлению, а следовательно, и магнитное поле катушки непрерывно изменяется в такт с изменением тока. В первую четверть периода, когда ток возрастает, цепь получает энергию от источника тока и запасает ее в магнитном поле катушки. Но как только ток, достигнув своего максимума, начинает убывать, он поддерживается за счет энергии, запасенной в магнитном поле катушки посредством ЭДС самоиндукции.

Таким образом, источник тока, отдав в течение первой четверти периода часть своей энергии в цепь, в течение второй четверти получает ее обратно от катушки, выполняющей при этом роль своеобразного источника тока. Иначе говоря, цепь переменного тока, содержащая только индуктивное сопротивление, не потребляет энергии : в данном случае происходит колебание энергии между источником и цепью. Активное же сопротивление, наоборот, поглощает в себе всю энергию, сообщенную ему источником тока.

Говорят, что катушка индуктивности, в противоположность омическому сопротивлению, не активна по отношению к источнику переменного тока, т. е. реактивна . Поэтому индуктивное сопротивление катушки называют также реактивным сопротивлением .

Кривая нарастания тока при замыкании цепи, содержащей индуктивность — переходные процессы в электрических цепях.

Телеграмм канал для тех, кто каждый день хочет узнавать новое и интересное: Школа для электрика

Если Вам понравилась эта статья, поделитесь ссылкой на неё в социальных сетях. Это сильно поможет развитию нашего сайта!

Особенности применения силовых индуктивностей

Поскольку технические параметры современных электронных устройств постоянно совершенствуются, для БИС, используемых в таких изделиях, характерно снижение напряжения питания. В этой связи, энергопотребление может уменьшаться, а скорость работы увеличиваться. Однако снижение напряжения источника питания также предполагает более жесткие требования, учитывающие колебания напряжения, что приводит к необходимости использования высокопроизводительных DC-DC преобразователей. Силовые индуктивности при этом являются важными компонентами, существенно влияющими на эффективность преобразователей.

Компания TDK выпускает широкую линейку силовых индуктивностей. В данной статье рассмотрены эффективные способы применения данных компонентов, а также ключевые особенности при выборе катушек индуктивности в соответствии с требуемыми характеристиками преобразователей постоянного тока.

Силовые индуктивности являются важными компонентами, влияющими на производительность DC-DC- преобразователей.

Несмотря на то, что катушка индуктивности может плавно пропускать постоянный ток, при любом изменении его величины она будет генерировать ЭДС, препятствующую этим колебаниям. Такое явление известно как самоиндукция. При подключении к источнику переменного тока катушка индуктивности оказывает сопротивление проходящему по ней переменному току. Таким образом, если ток прошел через индуктивность, он будет накапливаться в виде энергии, а если процесс передачи тока нарушен, эта энергия будет разряжаться. Данная отличительная особенность эффективно используется в цепях источников питания, в преобразователях постоянного тока. На рисунке 1 представлена основная схема понижающего преобразователя постоянного тока (диодный выпрямитель). Силовые индуктивности являются ключевыми компонентами, оказывающие существенное влияние на его производительность.

Параметры, связанные с характеристиками индуктивности, имеют сложную компромиссную связь друг с другом

Сложности в процессе разработки силовых индуктивностей обусловлены изменчивостью характеристик в зависимости от степени воздействия таких факторов как температура и величина тока. Так, например, индуктивность (L) имеет тенденцию к снижению, поскольку величина тока становится больше (характеристика наложения тока DC), а рост температуры, вызванный повышением силы тока, может вызвать изменение как магнитной проницаемости (μ) сердечника, так и индукции насыщения (B_s). Даже при одинаковых значениях индуктивности сопротивление постоянному току (R_dc) будет меняться в зависимости от толщины обмотки и количества витков, вызывающих изменения в степени тепловыделения. Различия в структуре магнитного экрана также могут влиять на шумовые характеристики. Эти параметры имеют сложную компромиссную взаимосвязь, поэтому крайне важно выбрать наиболее подходящую индуктивность для требуемой области применения с учетом эффективности, размеров и стоимости преобразователей постоянного тока.

Ключевой момент: Силовые индуктивности могут быть классифицированы на моточные, многослойные и тонкопленочные в зависимости от различий в методах изготовления, с сердечниками на основе феррита или порошкового сплава. Ферриты характеризуются высокими значениями проницаемости (μ) и индуктивности, в то время как сердечники на основе порошковых материалов имеют высокие значения индукции насыщения, что делает их подходящими для использования при больших величинах тока.

Ключевой момент: Выделяется два определения номинального тока для силовых индуктивностей: допустимый ток при суперпозиции DC и допустимый ток при возрастании температуры. Если сердечник войдет в насыщение, величина его индуктивности будет снижена. Рекомендуемая величина максимального тока, который может быть передан без достижения магнитного насыщения, соответствует допустимому току при наложении постоянного тока (пример: падение на 40% от начального значения индуктивности). Ток, определяемый тепловыделением в соответствии с электрическим сопротивлением обмоток, является допустимым током при повышении температуры (например, повышение температуры на 40 °С в результате тепловыделения). В качестве номинального обычно принимают значение тока, меньшее из рассмотренных выше двух типов допустимых токов.

Условия, при которых возникают потери, будут меняться в зависимости от размеров и частотного диапазона нагрузок

Ключевой момент: К основным типам потерь, которые могут вызвать скачок температуры можно отнести: потери в меди, появляющиеся из-за обмотки проводом, а также потери в магнитопроводе.

Потери в меди возникают из-за сопротивления DC (R_DC) обмотки и увеличиваются пропорционально величине тока в квадрате. Кроме того, когда частота переменного тока становится выше, существует тенденция концентрации тока в области недалеко от поверхности проводника и увеличения эффективного значения сопротивления (скин-эффект). В высокочастотном диапазоне также добавляются потери в меди, возникающие в результате протекания переменного тока.

Потери в магнитопроводе соответствуют сумме потерь на вихревые токи и на гистерезис. Потери на вихревые токи пропорциональны квадрату частоты, поэтому в высокочастотных областях потери в сердечнике, вызванные потерями на вихревые токи, становятся больше. Одним из ключевых моментов для повышения эффективности является выбор материалов сердечника, характеризующихся низкими потерями даже в высокочастотном диапазоне.

Ключевой момент: Потери в меди становятся доминирующими в случае подключения умеренной или интенсивной нагрузки, в то время как вклад потерь в магнитопроводе становится существенным уже при включении небольшой нагрузки. Для тока, протекающего через индуктивность при включении умеренной и большой нагрузки, вклад смещения (DC bias current) достаточно велик, в этой связи потери в меди, появляющиеся в результате сопротивления постоянному току (R_DC), становятся доминирующими. С другой стороны, при подключении неполной нагрузки тока смещения (DC bias) практически нет. В этой связи, уровень потерь в меди снижается, но поскольку операция переключения с постоянной частотой выполняется даже в режиме ожидания, потери в сердечнике из-за особенностей материала феррита становятся существенными , а эффективность значительно уменьшается (рисунок 3).

Важно установить соответствующие требованиям значения индуктивности с учетом таких факторов, как пульсирующий ток

Ключевой момент: использование компонентов в режиме прерывистого тока влияет на стабильность источников питания.

В силовых индуктивностях, применяемых в понижающих DC-DC преобразователях, будет протекать пульсирующий ток (ΔI_L) с формой непрерывных треугольных волн в сочетании с операцией ВКЛ/ВЫКЛ для переключающих элементов (рисунок 4).

В ходе подключения нагрузки от умеренной до интенсивной ΔI_L будет накладываться на смещение по постоянному току, поэтому ток индуктивности будет протекать непрерывно (режим непрерывного тока (I_вых ＞ 1 / 2ΔI_L)). Однако в преобразователях постоянного тока с диодным выпрямлением при подключении легкой нагрузки, где I_вых ＜ 1/2ΔI_L, будут периоды, когда ток индуктивности станет нулевым. В этом состоянии (режим прерывистого тока) ток индуктивности будет периодически прерываться, что, в свою очередь, будет влиять на стабильность источника питания. Кроме того, если катушка индуктивности работает в режиме прерывистого тока, также будет возникать акустический шум. В результате переключения будет генерироваться импульсный сигнал напряжения, что будет способствовать появлению шума.

Ключевой момент: Необходимо задавать такую величину индуктивности, чтобы вклад пульсирующего тока составлял 20-30% от номинального тока.

Величина пульсирующего тока связана с индуктивностью. В этой связи, преобразователи постоянного тока с диодным выпрямлением должны быть спроектированы таким образом, чтобы избежать проблем, связанных с работой в режиме прерывистого тока путем ограничения вклада пульсирующего тока. Если предпочтительно применение компонента с небольшим значением индуктивности из-за размеров или стоимости, величина пульсирующего тока станет больше. И наоборот, если требуется уменьшить пульсирующий ток, необходима большая индуктивность, что может привести к недостаткам, связанным с размером или стоимостью, а также вызвать ухудшение характеристик переходного процесса при внезапных изменениях нагрузки. Таким образом, обычно принято указывать такое значение индуктивности, при которой величина пульсирующего тока будет составлять 20-30% от номинального (прерывистый ток будет фиксироваться в области, когда пульсирующий ток будет составлять примерно 10% от номинального).

Ключевой момент: выбор правильного подхода при снижении значения индуктивности может улучшить характеристики отклика нагрузки.

В случае, когда, например, отмечается внезапный рост нагрузки, будет происходить падение выходного напряжения. В ходе последующего восстановления через индуктивность в течение короткого времени может протекать аномально большой пиковый ток для зарядки выходного конденсатора совместно с током нагрузки. Однако, если будет установлено небольшое значение пульсирующего тока, достичь требуемых характеристик переходного процесса для быстрого восстановления после внезапного падения выходного напряжения будет невозможно. Одним из способов решения этой ситуации могло бы стать уменьшение значения индуктивности и, таким образом, увеличение величины пульсирующего тока. Как показано на рисунке 6, выходное напряжение существенно падает, если характеристики отклика нагрузки плохие. В то же время, если значение индуктивности соответствующим образом снижается, и пульсирующий ток увеличивается, изменение величины тока индуктивности становится более существенным, что вызывает снижение вклада падения напряжения и способствует более быстрому восстановлению. Однако при понижении значения индуктивности важно использовать настройку, которая учитывает общий баланс системы.

Влияние индуктивности звена постоянного тока на динамические характеристики и потери мощности инвертора

Значения энергии потерь E_on/E_off IGBT и E_rr оппозитного диода (FWD), указываемые в технических спецификациях, измеряются при определенных условиях. В дополнение к таким параметрам, как напряжение DC-шины, ток нагрузки, температура кристаллов, сопротивление затвора и напряжение затвор-эмиттер, потери во многом зависят от паразитной индуктивности контура коммутации. На упрощенной эквивалентной схеме (рис. 1) в виде центрированных элементов показаны три основных паразитных компонента силового контура.

Рис. 1. Определение величины L_s

Полумостовой модуль IGBT имеет внутреннюю индуктивность L_CE. Суммарная индуктивность звена постоянного тока L_s определяется распределенными параметрами DC-конденсаторов (L_Cap) и DC-шины (L_Busbar). Обе величины зависят от типа и количества емкостей, соединенных последовательно-параллельно, а также от конструкции DC-шины, что неизбежно приводит к разнице в определении величины L_s, используемой при расчетах специалистами SEMIKRON и заказчиками. Цель данного руководства состоит в том, чтобы проиллюстрировать влияние суммарной индуктивности звена постоянного тока L_s на потери мощности и характеристики переключения. Кроме того, представлены меры по снижению уровня коммутационных перенапряжений при использовании стандартных полумостовых модулей в двухуровневом и трехуровневом инверторе с топологией NPC.

Тестируемый модуль и схема проверки

Как показано на рис. 2, тестируемое устройство — стандартный полумостовой IGBT-модуль (Trench 4) SEMiX603GB12E4p с номинальным током 600 А, относящийся к семейству SEMiX3p [2]. Звено постоянного тока тестовой установки состоит из 12 параллельных конденсаторов (EPCOS 420uF B2520-B1227-A101), соединенных с IGBT ламинированной DC-шиной. Распределенная индуктивность звена постоянного тока L_s растет с увеличением расстояния между конденсаторами и силовым модулем. В статье анализируются характеристики переключения и динамические потери при L_s, равном 35, 60 и 85 нГн.

Рис. 2. Тестируемый модуль и испытательная установка

Исследования, проведенные при высокой величине паразитной индуктивности (L_s = 85 нГн), нужны в основном для иллюстрации проблемы коммутационных перенапряжений в трехуровневых инверторах со стандартными полумостовыми модулями. Полученные результаты могут быть использованы и в других токовых диапазонах с учетом полученного удельного значения индуктивности (нГн/А). Можно предположить, что величина L_s = 60 нГн для модуля с номинальным током 600 А будет сопоставима с индуктивностью 120 нГн для 300-А модуля.

Влияние L_s на динамические характеристики и потери мощности

На рис. 3 показаны параметры, зависимость которых от L_s обсуждается в настоящем руководстве.

Рис. 3. Параметры, зависящие от индуктивности DC-шины L_s

Влияние L_s на потери мощности

Влияние L_s на потери включения IGBT (E_on)

На рис. 4 продемонстрировано влияние L_s на потери включения IGBT (E_on). С увеличением индуктивности растет напряжение V_ce (речь идет об индуктивной составляющей падения напряжения). Чем больше величина L_s, тем ниже скорость коммутации тока di/dt, что видно по эпюре тока включения I_c. Наложение кривых V_CE и I_c определяет потери включения E_on для трех значений индуктивности DC-шины. При увеличении сопротивления R_Gon разница в потерях включения, связанная с L_s, остается почти постоянной. Различия уменьшаются только при низких токах, поскольку величина индуктивного падения напряжения становится все менее ощутимой. При V_dc = 600 В, I_c = 600 А, R_g = 2 Ом, T_j = +150 °С энергия E_on падает на 25% при изменении L_s диапазоне 35–85 нГн.

Рис. 4. Влияние L_s на потери включения E_on

Влияние L_s на потери выключения IGBT (E_off)

На рис. 5 показано влияние распределенной индуктивности на потери выключения IGBT (E_off): с ростом L_s повышается уровень перенапряжения на IGBT. По этой причине, а также из-за уменьшения di/dt коммутационные потери растут вместе с индуктивностью DC-шины. При увеличении R_Goff разница в E_off остается практически постоянной, различия проявляются только на малых сопротивлениях затвора. При V_dc = 600 В, I_c = 600 А, R_g = 2 Ом, T_j = +150 °С энергия E_off возрастает на 14% при изменении L_s в диапазоне 35–85 нГн.

Рис. 5. Влияние L_s на потери выключения E_off

Влияние L_s на суммарные динамические потери IGBT (E_sw)

На рис. 6 показаны относительные значения E_on, E_off, зависящие от индуктивности звена постоянного тока L_s, и суммарная энергия потерь E_sw. Референтная величина E_sw измерена при L_s = 35 нГн. При V_DC = 600 В, I_c = 600 А, R_g = 2 Ом, T_j = +150 °С энергия E_sw снижается на 10% при изменении L_s в диапазоне 35–85 нГн.

Рис. 6. Влияние Ls на суммарные динамические потери E_sw

Влияние L_s на потери выключения диода FWD (E_rr)

На рис. 7 показано влияние L_s на потери восстановления диода E_rr. С увеличением индуктивности изменяется характер нарастания напряжения на диоде, уменьшается di/dt и растут потери. При повышении R_Gon разница в E_rr остается практически постоянной, различия проявляются только на малых сопротивлениях затвора. При V_dc = 600 В, I_c = 600 А, R_g = 2 Ом, T_j = +150 °С величина E_rr возрастает на 14% при изменении L_s в диапазоне 35–85 нГн.

Рис. 7. Влияние Ls на потери выключения диода E_rr

Влияние L_s на уровень коммутационных перенапряжений IGBT

На рис. 8 видно, как распределенная индуктивность L_s влияет на уровень коммутационных перенапряжений при выключении IGBT. Все кривые синхронизированы между собой по сигналу затвор-эмиттер V_ge. С увеличением индуктивности повышается амплитуда перенапряжений и паразитных осцилляций, наблюдаемых на эпюрах V_ge, V_ce и коммутируемого тока. Типичной для IGBT Trench 4 является сложная зависимость пика V_{ce_peak} от R_Goff: сначала он увеличивается с ростом сопротивления затвора, а затем снова уменьшается. При V_dc = 600 В, I_c = 400 А, R_g = 2 Ом, T_j = +25 °С при изменении L_s в диапазоне 35–85 нГн амплитуда всплеска удваивается (528 В против 260 В).

Рис. 8. Влияние L_s на уровень перенапряжения при выключении IGBT

Влияние L_s на уровень коммутационных перенапряжений на диоде

На рис. 9 показано влияние L_s на перенапряжение при выключении оппозитного диода (FWD). Все кривые синхронизированы между собой по сигналу затвор-эмиттер V_ge. С увеличением индуктивности повышается уровень перенапряжений и паразитных осцилляций, наблюдаемых на эпюрах V_ge, V_ce и коммутируемого тока. При увеличении R_Gon свыше 4–6 Ом всплесков не наблюдается. Однако это сопровождается ростом потерь включения IGBT E_on (рис. 4). При V_dc = 600 В, I_c = 25 А, R_g = 2 Ом, T_j = +25 °С при изменении L_s в диапазоне 35–85 нГн наблюдается четырехкратное увеличение коммутационного пика по отношению к V_dc.

Рис. 9. Влияние L_s на уровень перенапряжения при выключении F_WD

Влияние L_s на времена задержки переключения

На рис. 10 и 11 можно наблюдать, как L_s влияет на время задержки включения t_{d_on} и выключения t_{d_off}. Все кривые синхронизированы между собой по сигналу затвор-эмиттер V_ge. С увеличением индуктивности падает скорость коммутации тока di/dt, что приводит к незначительному изменению времени задержки. При V_dc = 600 В, I_c = 600 А, R_g = 2 Ом, T_j = +150 °С влиянием L_s в диапазоне 35–85 нГн на t_{d_on} и t_{d_off} можно пренебречь.

Рис. 10. Влияние L_s на задержку включения t_{d_on}

Рис. 11. Влияние Ls на задержку выключения td_off

Влияние L_s на характеристики обратного восстановления диода

На рис. 12 показано влияние L_s на пиковое значение тока обратного восстановления диода I_rrm. Все кривые синхронизированы между собой по сигналу затвор-эмиттер V_ge. С увеличением индуктивности ток I_rrm меняется незначительно, различия остаются неизменными и при более высоких номиналах резистора R_gon.

Рис. 12. Влияние L_s на пиковое значение тока обратного восстановления I_rrm

Трехуровневая топология с применением стандартных полумостовых модулей

3L NPC-инвертор с модулями SEMiX 3p

Трехуровневые инверторы, как правило, используются в инверторах для ветроэнергетики, солнечной энергетики и источниках бесперебойного питания (UPS). На рис. 13 показана фазная стойка 3L NPC-инвертора, созданного с применением трех полумостовых модулей. Из-за особенностей расположения выводов стандартных IGBT шина для соединения цепей DC+/DC–/N и AC не может быть выполнена абсолютно планарной (плоскопараллельной). Это приводит к увеличению суммарной индуктивности звена постоянного тока, которая будет существенно превышать значение L_ce, указанное в технической спецификации модуля.

Рис. 13. Реализация трехуровневой схемы NPC с применением стандартных полумостовых модулей

Контуры коммутации при коэффициенте мощности = 1

Контуры коммутации 3L-инвертора в течение одного периода выходного сигнала для коэффициента мощности 1 показаны на рис. 14. Фазовый угол между идеализированным выходным напряжением и током равен 0°. Для положительного и отрицательного выходного тока коммутация происходит только в полумостовом модуле, поэтому распределенная индуктивность имеет значение, близкое к указанному в технической спецификации. Уровень коммутационных всплесков здесь во многом зависит от точки пересечения нулевого уровня напряжения при быстром переключении цепи DC+/N на N/DC — или наоборот, когда задействованы все три модуля. Однако в течение периода выходной частоты происходит только один цикл коммутации, поэтому сопротивления затвора для T2/T3 могут быть выбраны большими и динамическими потерями здесь можно пренебречь.

Рис. 14. Контуры коммутации при коэффициенте мощности PF = 1

Контуры коммутации при коэффициенте мощности PF = -1

Контуры коммутации в течение одного периода выходного сигнала для коэффициента мощности = –1 показаны на рис. 15. Фазовый угол между идеализированным выходным напряжением и током равен 180°. Для положительного и отрицательного выходного тока переключение происходит во всех трех модулях, поэтому распределенная индуктивность оказывается значительно выше справочных значений, она может достигать 100 нГн и даже больше.

Рис. 15. Контуры коммутации при коэффициенте мощности = –1

На рис. 16 показаны уровни перенапряжения, которые могут возникнуть при выключении IGBT T2/T3 и диодов D1/4 в зависимости от индуктивности цепи коммутации (рис. 8, 9). Амплитуда всплеска на IGBT увеличивается с падением температуры и ростом тока отключения. В нашем примере на IGBT возникает перенапряжение 1128 В при отключении 400 A (L_s = 85 нГн). Для диода, наоборот, более критичны низкие токи и высокие температуры, перенапряжение на нем достигает 1106 В при 25 А (L_s = 85 нГн). В обоих случаях коммутационный всплеск настолько высок, что суммарное значение V_ce лишь немного ниже максимального блокирующего напряжения 1200 В.

Рис. 16. Перенапряжение на Т2/Т3 и D1/D4

На рис. 17 показаны характеристики отключения IGBT и диода в зависимости от сопротивления затвора, пунктирная кривая V_ces получена при L_s = 100 нГн. Для того чтобы уровень перенапряжения не превысил блокирующую способность IGBT, следует увеличить R_goff в соответствии с максимальным током отключения. В данном примере коммутационный всплеск выше допустимого блокирующего напряжения (1200 В) при индуктивности 100 нГн. Для достижения такого же уровня перенапряжения (860 В) при L_s = 100 нГн, как и при 35 нГн, требуется увеличить R_goff с 2 Ом более чем до 10 Ом, если это вообще возможно, поскольку при этом будут расти и потери выключения (рис. 5).

Рис. 17. Перенапряжение на Т2/Т3 и D1/D4

На рис. 9 видно, что максимальное перенапряжение на диоде происходит при токе около 25 А, что составляет всего 5% от номинального значения. Эта величина всегда наблюдается вблизи точки пересечения с нулевым значением, независимо от выходной мощности. Чтобы создать на диоде такое же перенапряжение при L_s = 100 нГн, как и при 35 нГн, R_gon пришлось бы увеличить с 2 до 5,5 Ом. Как видно на рис. 4, потери включения при этом почти удваиваются.

Особенности проектирования DC-шины

Минимальное значение распределенной индуктивности и большая плотность тока в сочетании с высоким напряжением изоляции — вот основные требования, предъявляемые к силовым шинам инвертора. Реальный проводник, имеющий конечную длину, характеризуется наличием паразитной индуктивности L_s, и при быстрой коммутации больших токов это приводит к возникновению перенапряжений. Например, при отключении IGBT напряжение на коллекторе возрастает на величину DV = L_s × di_C/dt относительно потенциала шины питания V_DC, где di_C/dt — скорость спада тока коллектора. Суммарное значение V_CE (V_DC + DV) может превысить блокирующую способность транзистора, что приведет к его отказу.

Аналогичный процесс происходит при открывании IGBT — в этом случае перенапряжение вызывается скачком тока i_rr оппозитного диода (FWD), скорость изменения которого di_rr/dt определяется характеристиками обратного восстановления. Вот почему очень важна согласованность динамических характеристик диодов, работающих в составе модулей IGBT, и самих транзисторов. Это позволяет уменьшить суммарные потери, снизить амплитуду коммутационных перенапряжений и уровень радиопомех, излучаемых силовым каскадом.

Существуют простые правила, соблюдение которых позволяет свести к минимуму распределенную индуктивность звена постоянного тока, оказывающую наибольшее влияние на уровень коммутационных перенапряжений и EMI [5]. Основная идея состоит в компенсации магнитных полей, создаваемых встречными токами, проходящими по (+)- и (–)-слоям DC-шины, что реализуется за счет планарного расположения проводников (рис. 18а). На практике паразитная индуктивность определяется площадью токовой петли в не-планарной части шины питания (рис. 18в). Пример оптимального дизайна звена постоянного тока для стандартных модулей IGBT 62 мм показан на рис. 19а. Такая конструкция является консольной, поэтому для повышения жесткости сборки приходится использовать дополнительное крепление конденсаторов. Эта проблема отсутствует при использовании силовых ключей семейства SEMiX (рис. 2), имеющих планарные терминалы по краям модуля. Как показано на рис. 19б, в этом случае DC-шина имеет простую плоскую конструкцию и крепится на одной несущей поверхности вместе с силовыми ключами. Отметим, что в 2021 году компания SEMIKRON выпустила на рынок модули SEMiX 7-го поколения, у которых кардинально снижен уровень статических потерь [4].

Рис. 18. Удельная распределенная индуктивность (L/m):
а) при планарном;
б) копланарном расположении проводников. В первом случае величина Ls в 5–7 раз ниже, чем во втором; в) влияние площади токовой петли на величину паразитной индуктивности

Рис. 19.
а) Сборка трехфазного инвертора на модулях SEMITRANS (62 мм);
б) сборка трехфазного инвертора на модулях SEMiX

На величину распределенной индуктивности также оказывает влияние ориентация компонентов, расположенных по пути протекания тока, например конденсаторов звена постоянного тока. На рис. 20а показано, как меняется площадь токовой петли при изменении расположения выводов конденсаторов звена постоянного тока: их правильная установка может снизить распределенную индуктивность более чем в 3 раза. В 2 раза значение L_S может быть уменьшено при использовании параллельного соединения нескольких конденсаторов меньшей емкости вместо одного большого. На рис. 20б, в показана возможная реализация однофазного инвертора, построенного на двух полумостовых модулях IGBT со звеном постоянного тока, состоящим из параллельно-последовательного соединения емкостей. Как видно из рисунка, оптимально решение, при котором группы конденсаторов расположены симметрично относительно соответствующих полумостовых модулей, а выводы последовательно соединенных емкостей (С1.1 и С1.2) установлены по оси силовых модулей. Это же относится и к трехфазному инвертору, имеющему два параллельных IGBT в каждой фазе.

Рис. 20.
а) Влияние положения выводов конденсаторов на величину паразитной индуктивности;
б) и в) неправильная и правильная ориентация конденсаторов звена постоянного тока

При выборе конденсаторов звена постоянного тока в первую очередь необходимо определить суммарное значение емкости и рабочего напряжения, обеспечивающее безопасное функционирование преобразователя с учетом нагрузочных и тепловых режимов, а также колебаний напряжения питания. При этом следует учитывать такие важные параметры конденсаторов, как ESL (Equivalent Series inductance) — эквивалентная последовательная индуктивность, и ESR (Equivalent Series Resistance) — эквивалентное последовательное сопротивление. Распределенная индуктивность ESL оказывает непосредственное влияние на частотные свойства конденсатора и участвует в образовании паразитного контура DC-шины. Распределенное сопротивление является демпфирующим для данного контура. Именно поэтому при использовании полипропиленовых конденсаторов, имеющих низкое значение ESR, проблема ограничения коммутационных перенапряжений стоит более остро, чем для звена постоянного тока с электролитическими конденсаторами.

Выводы

В данном руководстве рассмотрено влияние распределенной индуктивности звена постоянного тока L_s на динамические характеристики и потери мощности инвертора. Показано, что с увеличением L_s потери включения E_on IGBT уменьшаются, а потери выключения E_off и восстановления диода E_rr растут, причем E_on снижается в большей степени, чем возрастают E_off и E_rr. По этой причине величина L_ce модуля приводится в технической спецификации, в противном случае оценка потерь была бы слишком оптимистичной. При сравнении значений энергии потерь в технических специ­фикациях различных производителей очень важно понимать, при какой индуктивности они были измерены.

С увеличением L_s растет уровень коммутационных перенапряжений и опасность возникновения звона как на IGBT, так и на антипараллельном/оппозитном диоде. В ряде случаев это требует увеличения сопротивления затвора для снижения скорости переключения, что в свою очередь ведет к росту потерь. Влиянием распределенной индуктивности на время задержки включения и выключения можно пренебречь. Несмотря на то что при увеличении L_s снижаются потери включения, конструкция DC-шины должна быть низкоиндуктивной, чтобы обеспечить безопасную работу инвертора во всех режимах. Это особенно важно для ограничения уровня коммутационных перенапряжений при отключении токов перегрузки вплоть до короткого замыкания, подавления паразитных осцилляций и снижения уровня электромагнитных помех (EMI).

В трехуровневых инверторах с топологией NPC, разработанных с применением стандартных полумостовых модулей, необходимо выбирать сопротивления затвора, отличающиеся от указанных в технической спецификации. Проблема в том, что в 3L NPC-инверторе индуктивность коммутации может быть значительно выше, чем указано в документации, что требует снижения скорости коммутации.