Как управлять igbt транзистором

Транзисторы IGBT

Полупроводниковый ключ – один из самых важных элементов силовой электроники. На их базе строятся практически все бестрансформаторные преобразователи тока и напряжения, инверторы, частотные преобразователи.

Полупроводниковый ключ – один из самых важных элементов силовой электроники. На их базе строятся практически все бестрансформаторные преобразователи тока и напряжения, инверторы, частотные преобразователи.

Применение электронных ключей позволяет упростить схему преобразователей, значительно уменьшить габариты устройств, улучшить технические характеристики.

Основные характеристики полупроводниковых коммутаторов:

• Ток или напряжение управления.
• Номинальное напряжение и ток силового канала.
• Сопротивление канала.
• Допустимая частота переключений.
• Статические и динамические потери.

В схемах преобразователей используют двухоперационные тиристоры с управляющими электродами (GTO и IGCT), силовые биполярные (БП) и полевые транзисторы (MOSFET), биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT).

Первые силовые электронные устройства были выполнены на базе тиристоров и биполярных транзисторов. Первые при всех своих достоинствах не могут обеспечить необходимое быстродействие, управляемые тиристоры используют в среднечастотной области.

Применение биполярных транзисторов существенно ограничивает невысокий коэффициент передачи тока, значительный температурный разброс этого параметра, управление знакопеременным напряжением, невысокая плотность тока силовой цепи.

В схемы с биполярными транзисторами приходится включать дополнительные цепи, обеспечивающие управление и защиту полупроводниковых элементов. Это существенно увеличивает стоимость преобразователей и усложняет их производство.

Основные полупроводниковые элементы силовой электроники сейчас – полевые транзисторы (MOSFET), биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT).

MOSFET-транзисторы применяются в основном в высокочастотных низковольтных преобразователях, область применения IGBT – мощные высоковольтные схемы.

Конструкция и принцип работы силовых транзисторов

IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) или биполярный силовой транзистор с изолированным затвором – элемент из двух транзисторов в общей полупроводниковой структуре, устроенный по каскадной схеме. Биполярный транзистор образует силовой канал, полевой – канал управления. Объединение полупроводниковых элементов реализовано структурой элементных ячеек в одном кристалле.

Упрощенная эквивалентная схема биполярных транзисторов с изолированным затвором представлена на рисунке:

IGBT – приборы появились после того, как были выявлены недостатки MOSFET транзисторов в высоковольтных схемах: квадратичная зависимость сопротивления канала от напряжения.

Полупроводниковые приборы IGBT сочетают достоинства силовых биполярных и полевых транзисторов с изолированным затвором:

• Небольшая мощность управления.
• Высокая скорость переключения.
• Маленькие потери при открытом транзисторе.
• Высокое номинальное напряжение силового канала.

Сопротивление канала IGBT-элементов растет пропорционально току, зависимость потерь от величины тока не квадратичная, как у транзисторов MOSFET. Быстродействие силовых элементов с изолированным затвором превосходит скорость коммутации биполярных транзисторов, но уступает элементам MOSFET.

Структура IGBT представлена на рисунке. В области стока нанесен еще один дополнительный p+-слой, который образует биполярный транзистор.

При закрытом ключе, напряжение приложено к n–-слою. При подаче на изолированный затвор управляющего напряжения, область р образует открытый канал, включая полевой транзистор, который в свою очередь отпирает биполярный p-n-p элемент. Между внешним коллектором и эмиттером начинает протекать ток. При этом ток стока полевой ячейки усиливается. При открытой биполярной ячейке, остаточное напряжение в n–-области падает еще благодаря потокам электронов и дырок.

Напряжение на включенном транзисторе определяется из выражения:

Где Uбэ – напряжение база-эмиттер открытого ключа, Rпол – сопротивление полевой ячейки, Iб – ток базы, Iк – ток коллектора, B – коэффициент передачи тока биполярной ячейки. Для снижения падения напряжения на открытых IGBT приборах применяют вертикальные затворы. Площадь ячейки транзистора уменьшают в 2-5 раз.

Падение напряжения на открытом IGBT зависит от температуры гораздо меньше аналогичного параметра MOSFET-транзисторов. На рисунке приведен график падения напряжения в функции температуры для 2 IGBT транзисторов и одного полевого прибора.

Как и биполярные транзисторы, IGBT способны накапливать заряд, который является причиной остаточного тока и нагрева прибора при запирании. Между электродами и переходами полевой и биполярной элементной ячейки образуются паразитные емкости. Время рассасывания заряда для IGBT прибора составляет всего 0,2-1,5 мкс, при коммутации с частотой 10-20 кГц для надежной работы транзисторов не нужно включать в схему дополнительные цепи.

Потери в транзисторах

Различают 3 типа потерь мощности на транзисторах: статические, динамические, в цепи управления.

Первые обусловлены токами утечки в запертом состоянии, сопротивлением полупроводникового кристалла. Статические потери рассчитывают по формуле:

где U(0) – падение напряжения, Iср и Irms – средний и среднеквадратичный ток соответственно.

Динамические потери возникают при открывании и запирании транзистора. Они определяются по графику и зависят от частоты коммутаций, температуры, напряжения на коллекторе, тока в момент переключения.

Потери в цепи управления полупроводниковым элементом ничтожно малы и при практических расчетах его величиной можно пренебречь.

В области частот 10-20 кГц потери мощности на IGBT-транзисторах малы и не вызывают сильного нагрева, который приводит к тепловому пробою.

Модули IGBT

Для снижения количества внешних элементов выпускают модули на базе IGBT. Они могут содержать дополнительные транзисторы, диоды и другие компоненты.

Такая конструкция облегчает ремонт преобразователей, позволяет наращивать мощность устройств путем установки дополнительных модулей.

Для коммутации больших токов, превышающих допустимое значение для одного транзистора, можно подключать модули параллельно.

В этом случае выбирают транзисторы IGBT с одинаковым пороговым напряжением во включенном состоянии. Разница в параметрах приводит к несимметричному току на транзисторах. При параллельном включении также учитывают увеличившуюся входную емкость, драйвер управления должен обеспечить заданную скорость коммутации.

Выбор модулей IGBT

Транзисторные модули выбирают по нескольким основным характеристикам:

• Максимальный ток коллектора Iс. Производители обычно приводят 2 значения. Одно при стандартной температуре в помещениях +25°С, второе при +80°С. В руководствах приведен график зависимости тока коллектора от температуры. Для определения промежуточных значений можно воспользоваться им.
• Напряжение «коллектор-эмиттер». Характеристика определяет класс полупроводникового элемента. При выборе необходимо воспользоваться таблицей класса напряжений IGBT-транзисторов для промышленных сетей.
• Рабочее максимальное напряжение «коллектор-эмиттер». Для стабильной работы модуля пиковые величины не должны быть больше 80 % номинального значения. Нормальное рабочее напряжение не должно превышать 60% от номинала.
• Заряд затвора и напряжение насыщения. Характеристики нужны для расчета драйвера и определения потерь при открытом транзисторе.

Для выбора полупроводниковых модулей IGBT для преобразователей рекомендует следующий алгоритм:

• Определение номинального и максимального напряжения звена постоянного тока.
• Выбор типа модуля по классификационному напряжению.

• Определение предельного тока на выходе преобразователя.
• Выбор максимальной частоты переключений для предельного выходного тока.
• Выбор модуля IGBT с номинальным током не меньше предельного значения на выходе преобразователя.
• Расчет статических и динамических потерь в каждом элементе модуля при максимально допустимой температуре IGBT.
• Расчет предельной температуры радиатора в зоне установки модуля.
• Вычисление общих потерь на модуль.

Значение температуры выбирают с запасом. При превышении расчетного значения допустимой величины, необходим выбор модуля с большим номинальным током. При большом запасе выбирают IGBT с меньшим номинальным током и заново выполняют расчеты.

Управление модулями IGBT

Модули IGBT управляются драйверами. Микросхемы вырабатывают управляющие импульсы, обеспечивают коммутацию ключей в нужном частотном диапазоне, согласовывают работу полупроводниковых устройств с блоком управления.

При выборе драйверов для модулей, производители рекомендуют руководствоваться следующими рекомендациями:

Напряжение цепи «коллектор-эмиттер» для снижения динамических потерь и обеспечения стабильной работы транзистора при отпирании ключа должно составлять +15±10% В, при запирании -7…-15 В. Максимальная величина – не более ±20 В.

Длительность импульсов напряжения выхода драйвера должна быть меньше времени коммутации транзисторов в 5-10 раз.

Внутреннее сопротивление драйвера управления должно выбираться в пределах диапазона конкретного модуля с учетом динамических потерь. Это необходимо для исключения перенапряжений, вызванных перезарядкой внутренних индуктивностей.

Напряжение запирания должно обеспечивать гарантированное отключение IGBT при любых условиях.

Для уменьшения помех необходимо подключать драйвер к модулю витой парой или устанавливать плату на контакты управления модулем.

Схема электропитания организовывается следующим образом: вначале напряжение подается на драйвер, затем на модуль.

Для предотвращения эффекта «защелкивания» паразитной p-n-p-n структуры, образуемой модулем и выходным каскадом микросхемы управления, исток биполярной ячейки, общий выход драйвера и отрицательную клемму сглаживающего фильтра присоединяют на общую шину.

Защита и охлаждение IGBT

Для ограничения перенапряжений при переключении транзисторов используют RC- и RCD-фильтры, включаемые в силовую цепь.

Для снижения больших перенапряжений при переключениях используют настройки драйвера: напряжение на выходе управляющего устройства должно снижаться меньше, чем в обычных условиях работы модуля и выключение электронных ключей в 2 этапа. На первом в цепь затвор-эмиттер включается резистор, затем, при достижении номинального значения тока коллектора, модуль резко отключается.

Для снижения выравнивающих токов в цепи эмиттера ставят резистор номиналом до 0,1 от эквивалентного сопротивления транзистора.

При большой разнице в задержке переключения, применяют индуктивности для равномерного распределения тока в транзисторах. Их параметры рассчитывают по формуле:

Где U – напряжение на шине, ∆I – отклонение от среднего значения тока, Dt – разность времени переключения.

Для борьбы с токами короткого замыкания в цепь «затвор – эмиттер» включают защиту.

Это предотвратит увеличение напряжения при резком скачке тока и выход полупроводникового устройства из режима насыщения.

При транспортировке, монтаже и эксплуатации IGBT должна учитываться чувствительность модулей к статическим зарядам. Для исключения пробоя электростатическим напряжением в цепь «затвор-эмиттер» включают сопротивление на 10-20 кОм. При транспортировке и хранении выводы затвора и эмиттера заворачивают перемычками, которые не снимают до монтажа. Работы по установке необходимо проводить в антистатических браслетах. Инструменты и измерительные приборы также необходимо заземлить.

При разработке преобразователей на базе IGBT модулей требуется предусмотреть эффективное охлаждение. Для теплового расчета применяется эквивалентная схема устройства:

Расчет осуществляется по формуле:

где РП – мощность потерь полупроводникового прибора, Rt h( р ) – тепловое сопротивление проводящего материала.

Монтаж модулей IGBT

Для эффективного охлаждения полупроводниковых модулей необходимо подготовить поверхность радиатора и обеспечить плотное прилегание подложки прибора к охладителю. Шероховатость поверхностей должна быть не более 10 мкм, отклонение от параллельности –меньше 20 мкм на расстоянии до 10 см.

Перед монтажом нужно убедиться, что на поверхностях нет твердых частиц, а также обезжирить подложку и радиатор любым неагрессивным к материалам компонентов растворителем.

Для установки модуля нужно обязательно применять термопасту без твердых включений. Характеристики материала должны сохраняться при любой температуре эксплуатации на протяжении всего срока службы. Рекомендованный запас по температуре – 10%. Перед нанесением пасты контактные поверхности охладителя и подложки обезжиривают безворсовой тканью, смоченной в растворителе. Толщину слоя пасты регулируют специальным гребешком. При нанесении теплопроводящего материала избегают его попадания на радиатор и в гнезда для резьбовых соединений.

Крепление силовых моделей осуществляют в следующем порядке:

• Фиксируют корпус двумя диагональными болтами.
• Наносят теплопроводящий материал.
• Затягивают болты по диагонали (рекомендованное усилие 0.5 Нм ± 15%).
• Выдерживают полчаса для заполнения пустот теплопроводящей пастой.
• Затягивают болты с усилием 3-5 Нм.

Для затяжки применяют электронные инструменты с небольшой частотой вращения и функцией контроля усилий. Применять пневматику нельзя, такой инструмент недостаточно точен и может создать избыточное усилие затяжки, которое приводит к напряжениям на корпусе прибора и трещинам полупроводникового кристалла.

При монтаже запрещается изгибать силовые и управляющие контакты, подвергать корпус прибора ударам, прикладывать избыточные усилия затяжки.

Заключение

Силовые биполярные транзисторы с изолированным затвором обладают:

• Высоким входным сопротивлением.
• Низким остаточным напряжением в открытом состоянии.
• Малыми потерями при высоких токах и напряжениях.

Полупроводниковые устройства могут применяться при напряжении 10 кВ и коммутации токов до 1200 А. На базе IGBT производят частотные преобразователи для электроприводов, бестрансформаторные конверторы и инверторы, сварочное оборудование, регуляторы тока для мощных приводов.

В области частот 10-20 кГц ключи на транзисторах GBT значительно превосходят устройства на полупроводниковых приборах других типов.

Управление изолированным затвором IGBT. Основные положения, Часть 1

Любому разработчику электроники знаком термин «драйвер». В силовой электронике так называют микросхему или устройство, управляющее полупроводниковым модулем (MOSFET, IGBT, тиристор и т.д.) и выполняющее защитные и сервисные функции. Главной задачей, решаемой схемой управления затвором, является согласование уровней импульсов, вырабатываемых контроллером, с сигналами управления входами силовых ключей. В статье рассматриваются базовые принципы управления изолированным затвором, даются рекомендации по расчету характеристик и выбору устройств управления.

Характеристика затвора и динамические свойства IGBT

Драйвер изолированного затвора MOSFET/IGBT, как связующее звено между контроллером и силовым каскадом, является одним из ключевых компонентов преобразовательного устройства. Характеристики схемы управления во многом определяют параметры самого преобразователя — величину статических и динамических потерь, скорость переключения, уровень электромагнитных помех. С этой точки зрения расчету режимов управления и выбору драйвера следует уделять самое пристальное внимание.

Поведение IGBT в динамических режимах в первую очередь зависит от значения емкостей затвора, а также внутреннего и внешнего импеданса цепи управления.

Рис. 1. Паразитные емкости IGBT

На рисунке 1 показаны основные паразитные емкости переходов, нормируемые в технических характеристиках:

CGE — емкость «затвор — эмиттер»;

CCE — емкость «коллектор — эмиттер»;

CGC — емкость «затвор — коллектор» (или емкость Миллера).

Емкости затвора не изменяются с температурой, а их зависимость от напряжения «коллектор-эмиттер» становится более выраженной при снижении значения VCE. Заряд затвора QG, определяемый значениями CGC и CGE, является ключевым параметром при расчете мощности, рассеиваемой схемой управления.

Поведение IGBT при его открывании полностью определяется характеристикой заряда затвора. Упрощенные эпюры напряжения «затвор-эмиттер» VGE, тока затвора IG, тока коллектора IC и напряжения «коллектор-эмиттер» VCE в процессе перехода транзистора в насыщенное состояние представлены на рисунке 2.

Рис. 2. Упрощенные эпюры процесса включения IGBT

Процесс включения IGBT условно можно разделить на три этапа, которые связаны с первичным зарядом входной емкости CGE, зарядом емкости Миллера CGС и, наконец, полным зарядом CGE, идущим до насыщения транзистора.

Рассмотрим более подробно процесс включения транзистора, эпюры которого представлены на рисунке 2. На отрезке времени t0 происходит начальный заряд входной емкости затвора CGE. Для упрощения будем считать, что заряд производится постоянным током, поэтому данному этапу соответствует первый линейный участок нарастания напряжения VGE, который продолжается до момента времени t1. В этой точке напряжение затвора достигает порогового значения отпирания транзистора VGE(th). В зависимости от свойств транзистора и импеданса цепи управления, ток затвора IG на данном участке может достигать значения в несколько десятков Ампер. Поскольку до точки t1 напряжение затвора находится ниже порога отпирания, отсутствует ток коллектора IC, а напряжение «коллектор-эмиттер» VCЕ остается равным напряжению питания VCC.

Как только сигнал управления становится выше порогового значения, начинается включение IGBT, характеризующееся ростом тока коллектора до значения, ограничиваемого нагрузкой (ICload). Сказанное справедливо при использовании идеального оппозитного диода, в реальных схемах амплитуда тока в момент включения несколько превышает величину ICload. Причиной этого является процесс обратного восстановления диода, в результате чего ток восстановления Irr добавляется к IC на время перехода диода в непроводящее состояние. Именно поэтому напряжение VCE на отрезке времени t1 остается на прежнем уровне.

Далее сигнал управления затвором достигает величины VGE(pl), носящей название «плато Миллера», она поддерживается в течение промежутков времени t2 и t3. На этом же этапе после полного выключения оппозитного диода начинается спад напряжения коллектора VCE, скорость которого dVCE/dt во время t2 достаточно высока. Она снижается на промежутке t3, в течение которого транзистор переходит в насыщенное состояние. Все это время в соответствии с графиком, приведенным на рисунке 1b, емкость Миллера CCG возрастает и заряжается частью тока затвора IGС, что и обусловливает стабилизацию сигнала управления затвором на уровне VGE(pl).

В начале временного отрезка t4 транзистор уже полностью включен, а емкость CCG — заряжена. Экспоненциально спадающий ток затвора продолжает поступать во входную емкость CGE, доводя напряжение на ней до максимального значения VGE(on), определяемого схемой управления. В конце данного этапа величина VCE достигает своего минимума, называемого напряжением насыщения VCEsat.

При выключении транзистора описанные процессы происходят в обратном порядке.

Измерение характеристик затвора

На рисунке 3а показана схема, которая может быть использована для измерения заряда затвора. Включение и выключение IGBT производится от источника стабилизированного тока +IG/-IG.

Рис. 3. а) схема измерения заряда затвора, b) типовая характеристика затвора VGE = f(t) « VGE = f(QG), c) экстраполяция характеристики

К транзистору прикладывается напряжение питания VCC, амплитуда импульса тока коллектора ICpulse ограничена величиной нагрузки RL. Поскольку ток затвора стабилен, напряжение VGE изменяется линейно на каждом временном участке, так же линейно, в соответствии с соотношением QG = IG × t идет накопление заряда. Вследствие этого, изменение напряжения на затворе оказывается эквивалентно характеристике затвора: VGE = f(t) « VGE = f(QG), как показано на рисунке 3b. Данный метод определения характеристики QG описан в документе IEC 60747-9, Ed.2: «Semiconductor Devices — discrete Devices — Part 9: Insulated-Gate Bipolar Transistors (IGBT).

Если в спецификации транзистора приводится только положительная область характеристики, то суммарное значение QG может быть определено с помощью экстраполяции, как показано на рисунке 3с. Светло-зеленый прямоугольник представляет собой квадрант величин, нормированных в технических характеристиках. С помощью параллельного переноса этой зоны вдоль графика QG до значения VG(off) можно получить характеристику, расположенную в 1 и 3 квадрантах.

Заряд затвора QG можно также определить расчетным способом на основании величины входной емкости Ciss:

QG = CG × (VG(on) — VG(off)), где CG = kC × Ciss

Коэффициент пересчета емкости затвора kC определяется в соответствии с выражением kC = QG(ds)/(Cies × (VG(on) — VG(off))),

где QG(ds) — номинальное значение заряда, нормируемое в спецификациях при заданных напряжениях управления VG(on)/VG(off).

Ток затвора и выходная мощность драйвера

Мощность, необходимая драйверу для коммутации IGBT, является функцией частоты коммутации fsw и энергии E, необходимой для заряда и разряда емкостей затвора. Таким образом, выходная мощность схемы управления изолированным затвором PGD(out) определяется по следующей формуле: PGD(out) = E × fsw.

В свою очередь величина Е зависит от значения заряда затвора QG и перепада управляющего напряжения dVG: E = QG × (VGon — VGoff). Отсюда результирующее выражение для определения мощности драйвера: PGD(out) = QG × (VGon — VGoff) × fsw.

Еще одним важным параметром является величина тока затвора IG, которого должно быть достаточно для коммутации упомянутых выше емкостей и, следовательно, для переключения IGBT. На рисунке 4 показано, как распределяется ток управления затвором IGBT IG между его входными емкостями CGE и CGC.

Рис. 4. Емкости и токи затвора

Минимальная величина IG может быть рассчитана следующим образом: IG=IGE + IGC = QG × fsw.

В свою очередь пиковое значение тока затвора IGpeak, определяющее скорость перезаряда QG, непосредственно влияет и на скорость переключения IGBT. При увеличении значения IGpeak сокращается время включения ton и выключения toff и соответственно уменьшаются коммутационное потери. Это неизбежно влияет и на другие важные динамические свойства IGBT, например, на величину коммутационного всплеска напряжения при выключении, зависящего от скорости спада тока di/dt. С этой точки зрения повышение скорости коммутации является в большей степени негативным фактором, снижающим надежность работы устройства.

Теоретическое пиковое значение тока затвора определяется по формуле IGpeak = (VG(on) — VG(off))/(RG + RG(int)), где RG(int) — внутренний импеданс цепи управления, включающий резистор, устанавливаемый внутри модуля IGBT. На практике амплитуда тока оказывается несколько меньше расчетного уровня из-за наличия распределенной индуктивности цепи управления.

Максимально допустимое значение выходного тока, как и минимальная величина RG, как правило, указывается в спецификации драйвера. Необходимо учесть, что несоблюдение требований по ограничению предельной величины IGpeak может привести к выходу схемы управления из строя.

Выбор драйвера

При выборе устройства управления затвором IGBT необходимо принимать во внимание следующие требования:

• справочное значение среднего тока драйвера IGav должно быть выше расчетного значения, а максимально допустимая величина его пикового тока IGpeak должна быть равной или превышать реальное значение, ограниченное импедансом цепи управления;
• выходная емкость схемы управления (емкость, установленная по питанию выходного каскада) должна быть способной запасать заряд (QC = C × U), необходимый для коммутации IGBT;

С помощью приведенных выше формул и выражений разработчик может определить все необходимые параметры схемы управления затвором. Для автоматизации этого процесса специалисты компании SEMIKRON разработали простую программу DriverSEL, позволяющую определить все необходимые параметры и произвести выбор соответствующего драйвера.

Программа DriverSEL доступна для свободного пользования на сайте компании http://www.semikron.com/ . Следует отметить, что она позволяет проводить анализ режимов работы схемы не только при управлении модулем IGBT (или их параллельным соединением) SEMIKRON, но и любого другого производителя. В первом случае параметры цепи затвора берутся из встроенной базы данных, во втором они должны быть описаны пользователем с помощью меню «User Defined Module Parameters».

На рисунке 5 показано рабочее окно программы DriverSel, состоящее из трех фрагментов: меню ввода данных, результаты расчетов и типы драйверов, рекомендуемые SEMIKRON для заданных режимов работы.

Рис. 5. Рабочее окно программы DriverSel

Для расчета DriverSel необходима следующая информация:

1. тип модуля (в данном случае SEMiX 653GD176HDc), при этом программа получает из базы данных информацию о заряде затвора QG, рабочем напряжении и конфигурации модуля;
2. количество параллельно соединенных модулей — это число позволяет определить суммарный заряд затвора, на основании чего производится расчет мощности, рассеиваемой драйвером;
3. рабочая частота fsw — информация, также необходимая для определения рассеиваемой мощности;
4. номинал резистора затвора.

Если выбрать режим «User Defined Module Parameters» (параметры модуля, определяемые пользователем), то появится дополнительное меню, состоящее из трех окон:

• Gate charge per module (заряд затвора модуля в мкКл);
• Collector — Emitter Voltage (напряжение «коллектор — эмиттер»);
• Number of switch per module (количество ключей в модуле: 1- одиночный ключ, 2- полумост, 6- 3-фазный мост, 7- 3-фазный мост с тормозным чоппером).

Для корректной работы DriverSel, требуется указать два значения заряда затвора: для напряжения открывания транзистора +15 В и напряжения запирания -8 В.

Величина резистора затвора RG необходима для вычисления пикового тока управления. На основании полученных данных программа будет выбирать драйвер с соответствующим значением предельного тока. Если номиналы резисторов для режимов включения и выключения RGon/RGoff различаются, то нужно использовать минимальное значение. Если величина резистора неизвестна, можно задать величину 10 Ом, при этом необходимо учесть, что рекомендуемое минимальное значение RGmin будет показано в результатах расчетов.

Введя требуемые данные, Вы получите в результате рекомендации «Suggestion for SEMIKRON IGBT driver» в виде, представленном в нижней части рисунка 2:

• Number of Drivers- необходимое для данного модуля количество схем управления (например, три полумостовых драйвера для 3-фазного модуля);
• IoutPEAK- пиковое значение выходного тока драйвера, определяемое по формуле IoutPEAK= VGE/RG;
• IoutAVmax, RGmin, VS- справочные значения среднего тока, минимального резистора затвора и напряжения питания для драйвера данного типа.

Программа выдает замечание «A suitable driver could not be found», если для заданных условий корректно выбрать устройство управления невозможно. Это может быть в случае, если суммарный заряд затвора оказывается недопустимо большим (большое количество параллельно соединенных модулей), слишком велика частота коммутации или указанный резистор затвора меньше минимально возможного значения.

IGBT транзистор

В современной силовой электронике широкое распространение получили так называемые транзисторы IGBT. Данная аббревиатура заимствована из зарубежной терминологии и расшифровывается как Insulated Gate Bipolar Transistor, а на русский манер звучит как Биполярный Транзистор с Изолированным Затвором. Поэтому IGBT транзисторы ещё называют БТИЗ.

БТИЗ представляет собой электронный силовой прибор, который используется в качестве мощного электронного ключа, устанавливаемого в импульсные источники питания, инверторы, а также системы управления электроприводами.

IGBT транзистор – это довольно хитроумный прибор, который представляет собой гибрид полевого и биполярного транзистора. Данное сочетание привело к тому, что он унаследовал положительные качества, как полевого транзистора, так и биполярного.

Суть его работы заключается в том, что полевой транзистор управляет мощным биполярным. В результате переключение мощной нагрузки становиться возможным при малой мощности, так как управляющий сигнал поступает на затвор полевого транзистора.

Вот так выглядят современные IGBT FGH40N60SFD фирмы Fairchild. Их можно обнаружить в сварочных инверторах марки «Ресанта» и других аналогичных аппаратах.

Внутренняя структура БТИЗ – это каскадное подключение двух электронных входных ключей, которые управляют оконечным плюсом. Далее на рисунке показана упрощённая эквивалентная схема биполярного транзистора с изолированным затвором.

Упрощённая эквивалентная схема БТИЗ

Весь процесс работы БТИЗ может быть представлен двумя этапами: как только подается положительное напряжение, между затвором и истоком открывается полевой транзистор, то есть образуется n — канал между истоком и стоком. При этом начинает происходить движение зарядов из области n в область p, что влечет за собой открытие биполярного транзистора, в результате чего от эмиттера к коллектору устремляется ток.

История появления БТИЗ.

Впервые мощные полевые транзисторы появились в 1973 году, а уже в 1979 году была предложена схема составного транзистора, оснащенного управляемым биполярным транзистором при помощи полевого с изолированным затвором. В ходе тестов было установлено, что при использовании биполярного транзистора в качестве ключа на основном транзисторе насыщение отсутствует, а это значительно снижает задержку в случае выключения ключа.

Несколько позже, в 1985 году был представлен БТИЗ, отличительной особенностью которого была плоская структура, диапазон рабочих напряжений стал больше. Так, при высоких напряжениях и больших токах потери в открытом состоянии очень малы. При этом устройство имеет похожие характеристики переключения и проводимости, как у биполярного транзистора, а управление осуществляется за счет напряжения.

Первое поколение устройств имело некоторые недостатки: переключение происходило медленно, да и надежностью они не отличались. Второе поколение увидело свет в 90-х годах, а третье поколение выпускается по настоящее время: в них устранены подобнее недостатки, они имеют высокое сопротивление на входе, управляемая мощность отличается низким уровнем, а во включенном состоянии остаточное напряжение также имеет низкие показатели.

Уже сейчас в магазинах электронных компонентов доступны IGBT транзисторы, которые могут коммутировать токи в диапазоне от нескольких десятков до сотен ампер (I_{кэ max}), а рабочее напряжение (U_{кэ max}) может варьироваться от нескольких сотен до тысячи и более вольт.

Условное обозначение БТИЗ (IGBT) на принципиальных схемах.

Поскольку БТИЗ имеет комбинированную структуру из полевого и биполярного транзистора, то и его выводы получили названия затвор – З (управляющий электрод), эмиттер (Э) и коллектор (К). На зарубежный манер вывод затвора обозначается буквой G, вывод эмиттера – E, а вывод коллектора – C.

Условное обозначение БТИЗ (IGBT)

На рисунке показано условное графическое обозначение биполярного транзистора с изолированным затвором. Также он может изображаться со встроенным быстродействующим диодом.

Особенности и сферы применения БТИЗ.

Отличительные качества IGBT:

Управляется напряжением (как любой полевой транзистор);

Имеют низкие потери в открытом состоянии;

Могут работать при температуре более 100°C;

Способны работать с напряжением более 1000 Вольт и мощностями свыше 5 киловатт.

Перечисленные качества позволили применять IGBT транзисторы в инверторах, частотно-регулируемых приводах и в импульсных регуляторах тока. Кроме того, они часто применяются в источниках сварочного тока (подробнее об устройстве сварочного инвертора), в системах управления мощными электроприводами, которые устанавливаются, например, на электротранспорт: электровозы, трамваи, троллейбусы. Такое решение значительно увеличивает КПД и обеспечивает высокую плавность хода.

Кроме того, устанавливают данные устройства в источниках бесперебойного питания и в сетях с высоким напряжением. Их можно обнаружить в составе электронных схем стиральных, швейных и посудомоечных машин, инверторных кондиционеров, насосов, системах электронного зажигания автомобилей, системах электропитания серверного и телекоммуникационного оборудования. Как видим, сфера применения БТИЗ довольно велика.

IGBT-модули.

IGBT-транзисторы выпускаются не только в виде отдельных компонентов, но и в виде сборок и модулей. На фото показан мощный IGBT-модуль BSM 50GB 120DN2 из частотного преобразователя (так называемого "частотника") для управления трёхфазным двигателем.

IGBT модуль

Схемотехника частотника такова, что технологичнее применять сборку или модуль, в котором установлено несколько IGBT-транзисторов. Так, например, в данном модуле два IGBT-транзистора (полумост).

Стоит отметить, что IGBT и MOSFET в некоторых случаях являются взаимозаменяемыми, но для высокочастотных низковольтных каскадов предпочтение отдают транзисторам MOSFET, а для мощных высоковольтных – IGBT.

Так, например, IGBT транзисторы прекрасно выполняют свои функции при рабочих частотах до 20-50 килогерц. При более высоких частотах у данного типа транзисторов увеличиваются потери. Также наиболее полно возможности IGBT транзисторов проявляются при рабочем напряжении более 300-400 вольт. Поэтому биполярные транзисторы с изолированным затвором легче всего обнаружить в высоковольтных и мощных электроприборах, промышленном оборудовании.

Как управлять igbt транзистором

MOSFET транзисторы

Динамика включения MOSFET транзистора

Понятно, что будут рассматриваться лишь n-канальные MOSFET транзисторы, хотя все процессы одинаково справедливы и для их p-канальных сородичей. Эквивалентная схема MOSFET транзистор содержит в своем составе несколько емкостей (раздел «MOSFET-транзисторы»):

— емкость затвор-исток C_GS;

— емкость затвор-сток C_GD;

— емкость сток-исток C_DS.

Эти емкости совместно с другими паразитными элементами оказывают основное влияние на процессы включения и выключения транзистора. Для понимания физики процессов коммутации и пояснения основных временных диаграмм напряжений и токов рассматривается режим коммутации задемпфированной индуктивной нагрузки как наиболее характерный для преобразовательной техники (задемпфированной — потому, что параллельно включен диод, и напряжение на ключе не превысит напряжение источника питания). Соответствующая электрическая схема с основными паразитными элементами представлена на рисунке DRV.1. Эквивалентом индуктивной нагрузки является источник постоянного тока с обратным диодом. Для упрощения считаем ничтожно малым фронт импульса управления на выходе драйвера. Ниже поэтапно представлен процесс включения MOSFET транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.2.

Рисунок DRV.1 — Эквивалентная электрическая схема коммутации индуктивной нагрузки с основными паразитными элементами

Процесс включения MOSFET транзистора состоит из нескольких стадий:

0) Выключенное состояние. На выходе драйвера нулевой уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

1) Зарядка емкости затвора до напряжения открывания. На выходе драйвера появляется высокий уровень напряжения и начинается процесс заряда ёмкости затвор-исток C_GS. Ток ограничивается лишь внутренним сопротивлением драйвера, внешним сопротивлением в цепи затвора и внутренним паразитным сопротивлением затвора транзистора.

Форма импульсов напряжения и токов соответствуют экспоненциальным кривым характерным для RC-цепочек. На протяжении этого периода транзистор пока еще закрыт.

2) Отрывание транзистора, линейный режим. Как только напряжение между затвором и истоком транзистора достигает порогового напряжения открывания U_TH то транзистор начинает открываться и переходить в проводящее состояние. Это чисто линейный режим работы транзистора. На этой стадии уже начинает протекать небольшой ток через емкость затвор-сток C_GD , называемую емкостью Миллера, что обусловлено падением напряжения на паразитных элементах (сопротивление и индуктивность стока). Напряжение на стоке транзистора практически не изменяется, т.к. протекающий ток еще слишком мал для того чтобы снизить напряжение на стоке до уровня запирания диода, стоящего в цепи источника тока. В течение этого этапа открывания ток через транзистор нарастает от нуля до максимума. В процессе роста тока происходит выделение тепла на кристалле транзистора. Транзистор постепенно переходит в режим называемый «плато Миллера».

3) «Плато Миллера» . После нарастания тока через транзистор до максимума, диод, стоящий в цепи источника тока закрывается и напряжение на стоке транзистора начинает уменьшаться. Все бы было хорошо, но сток и затвор связаны емкостной связью. Из-за этого уменьшение напряжения на стоке приводит перезаряду емкости затвор-сток C_GD за счет входного тока драйвера. Ёмкость C_GD мала, но заряжена до большого напряжения. Процесс перезаряда забирает на себя весь ток драйвера и в течение этого периода напряжение на затворе не изменяется – временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид плато – пресловутого «плато Миллера». Джон Мильтон Миллер — ученый, описавший это дело для электронных ламп. На этой стадии разряжается емкость сток-исток C_DS и происходит процесс переключения — уменьшение напряжения на стоке. В условиях индуктивной нагрузки задемпфированной диодом снижение напряжения происходит при токе, уже достигшем номинального значения. На этой стадии происходят основные коммутационные потери на кристалле транзистора.

4) Зарядка емкости затвора до напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно перезарядится, ток драйвера вновь пойдет на заряд емкости затвор-исток C_GS и напряжение на затворе снова начнет увеличиваться по тем же классическим уравнениям RC-цепочек. Процесс завершится после заряда C_GS до напряжения питания драйвера.

5) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения. Транзистор открыт. Ток протекает через транзистор. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на сопротивлении открытого канала. Все спокойно.

Рисунок DRV.2 — Основные этапы включения MOSFET-транзистора

Динамика выключения MOSFET транзистора

Процесс выключения MOSFET транзистора будет рассмотрен для условий, аналогичных вышеприведенным условиям для включения транзистора с той же эквивалентной схемой коммутации индуктивной нагрузки (рисунок DRV.3 схема). Ниже поэтапно представлен процесс выключения MOSFET транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.3.

Процесс выключения MOSFET транзистора состоит из нескольких стадий:

0) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения (напряжение питания драйвера). Транзистор открыт. Ток протекает через транзистор. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на сопротивлении открытого канала. Все спокойно.

1) Разряд емкости затвора до напряжения плато Миллера. На этом этапе происходит разряд емкости затвора и емкости затвор-сток C_GS (емкость Миллера) от максимального выходного напряжения драйвера до уровня при котором начинается рост напряжения на стоке и за счет емкостной связи напряжение на затворе устанавливается на некотором уровне – происходит выход на режим «плато Миллера».

2) «Плато Миллера» . Закрывание транзистора приводит к росту напряжения на его стоке. Вследствие емкостной связи между стоком и затвором рост напряжения на стоке приводит к возникновению тока через емкость затвор-сток C_GD. Величина этого тока ограничена суммарным сопротивлением затворной цепочки и максимальным входным током драйвера. Когда напряжение стока увеличивается до напряжения питания, то из-за «втекающего в драйвер» тока через емкость затвор-сток C_GD напряжение на затворе транзистора не изменяется и временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид плато – пресловутого «плато Миллера». На этой стадии заряжается емкость сток-исток C_DS и происходит сам процесс выключения — рост напряжения на стоке до напряжения питания, В условиях индуктивной нагрузки ток через транзистор, поддерживаемый источником тока (индуктивность нагрузки) не изменяется. На этой стадии происходят основные коммутационные потери на кристалле транзистора.

3) Закрывание транзистора, линейный режим. После того как ток через емкость Миллера становится меньше разрядного тока драйвера напряжение на затворе начинает уменьшаться — сходит с «плато Миллера». К этому моменту напряжение на транзисторе практически достигает своего максимального значения (однако некоторый рост напряжения все же происходит – за счет увеличения напряжения не величину падения напряжения на диоде). Транзистор переходит в линейный режим и ток через него в течение этого интервала уменьшается до нуля. Ток через транзистор прекращается в момент, когда напряжение на затворе достигает порогового напряжения (напряжение открывания). На этой стадии также имеют место коммутационные потери на кристалле транзистора

4) Разрядка емкости затвора до минимального уровня напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно зарядится, ток драйвера полностью пойдет на разряд емкости затвор-исток C_GS и напряжение на затворе уменьшиться до уровня минимального выходного напряжения драйвера.

5) Выключенное состояние. На выходе драйвера нулевой уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

Рисунок DRV.3 — Основные этапы выключения MOSFET-транзистора

Основные выводы по процессу коммутации MOSFET

Анализ временных диаграмм включения/выключения MOSFET-транзистора позволяет сделать следующие практические выводы:

— включение и выключение транзистора происходит в несколько стадий, включающих задержку отклика на управляющее напряжение, собственно сам процесс коммутации и завершение переключения (дозаряд емкостей);

— скорость переключения транзистора пропорциональна входному и выходному току затвора определяемого цепью управления (драйвер, затворный резистор и т.д.); Ток затвора идет на перезарядку собственно емкости затвор-исток, а также паразитной ёмкости затвор-сток из-за которой и возникает «плато Миллера».

— собственно переключение транзистора и основные потери энергии на переключение происходят на этапе соответствующем «плато Миллера». Уменьшая длительность этой стадии можно уменьшить потери на переключение (в идеале…). Отсюда следует, что важно, чтобы драйвер выдавал достаточный входной и выходной ток при прохождении «плато Миллера». В остальных областях – предзаряд до порогового напряжения и постзаряд до выходного напряжения драйвера его выходной ток не оказывает существенного влияния на коммутационные потери.

— при условии ограничения максимального тока затвора внешним резистором ток затвора при включении (т.е. при заряде емкости затвора) больше чем ток затвора при выключении транзистора. То есть в обычных условиях процесс включения транзистора происходит быстрее процесса выключения транзистора. Это обусловлено тем, что заряд емкости затвора и емкости Миллера происходит через суммарную емкость затвора от напряжения примерно 10-15 В (обычный уровень напряжения питания драйвера). А разряд этих емкостей – при напряжении равном напряжению Миллера, т.е. примерно 5 В.

— частота коммутации ограничена сверху временными задержками на переключение транзистора. Для увеличения частоты коммутации необходимо снизить времена переключения ключевого элемента.

Все вышеприведенное относится к качественному рассмотрению процесса коммутации MOSFET. Хорошее описание процесса особенностей коммутации MOSFET дано в [Design And Application Guide For High Speed MOSFET Gate Drive Circuits. By Laszlo Balogh. в сети имеется сильно переработанный русскоязычный перевод – «Разработка и применение высокоскоростных схем управления силовыми полевыми транзисторами»]. Для практического расчета и конструирования источников питания необходим количественный расчет, основные соотношения которого приведены ниже.

IGBT транзисторы

Динамика включения IGBT транзистора

Динамика включения IGBT транзистора в целом схожа с динамикой включения MOSFETтранзистора, но имеет ряд специфических особенностей обусловленных его внутренней структурой. Из условной внутренней структуры (рисунок DRV.4) видно, что IGBT транзистор в своем составе содержит MOSFET транзистор и биполярный p-n-p транзистор.

Рисунок DRV.4 — Условное обозначение и эквивалентная упрощенная внутренняя структура IGBT-транзистора

Кроме внутренней структурной схемы для понимания динамических процессов коммутации IGBT также используют эквивалентную схему IGBT транзистора, содержащую в своем составе несколько емкостей (рисунок DRV.5):

— емкость затвор-эмиттер C_GE;

— емкость затвор-коллектор C_GC;

— емкость коллектор-эмиттер C_CE.

Рисунок DRV.5 — Паразитные емкости IGBT-транзистора

Эти емкости совместно с другими паразитными элементами оказывают основное влияние на процессы включения и выключения транзистора.

Для понимания физики процессов коммутации IGBT-транзистора и пояснения основных временных диаграмм напряжений и токов рассматривается режим коммутации задемфированной индуктивной нагрузки как наиболее характерный для преобразовательной техники. Этот же режим был рассмотрен и для вышеописанных процессов коммутации MOSFET-транзистора. Соответствующая электрическая схема с основными паразитными элементами представлена на рисунке DRV.6. Эквивалентом индуктивной нагрузки является источник постоянного тока с обратным диодом. Для упрощения считаем ничтожно малым фронт импульса управления на выходе драйвера. Кроме этого при управлении IGBT-транзисторами часто используются драйверы, обеспечивающие отрицательный уровень напряжения на затворе, что повышает скорость выключения и обеспечивает защиту от включения в случае резкого увеличения напряжения на затворе. Именно этот случай биполярного драйвера рассмотрен ниже. Ниже поэтапно представлен процесс включения IGBT-транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.7.

Рисунок DRV.6 — Эквивалентная электрическая схема коммутации индуктивной нагрузки IGBT-транзистором с основными паразитными элементами.

Процесс включения IGBT транзистора состоит из нескольких стадий:

0) Выключенное состояние. На выходе драйвера отрицательный относительно эмиттера уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

1) Зарядка емкости затвор-эмиттер до напряжения открывания. На выходе драйвера появляется высокий уровень напряжения и начинается процесс заряда ёмкости затвор-эмиттер C_GE. Ток ограничивается лишь внутренним сопротивлением драйвера, внешним сопротивлением в цепи затвора и внутренним паразитным сопротивлением затвора транзистора. Током драйвера происходит заряд емкости C_GE и смена полярности напряжения на затворе. Форма импульсов напряжения и токов соответствуют экспоненциальным кривым характерным для RC-цепочек. На протяжении этого периода транзистор пока еще закрыт.

2) Отрывание транзистора, линейный режим. Как только напряжение между затвором и эмиттером транзистора достигает порогового напряжения открывания U_TH то транзистор начинает открываться и переходить в проводящее состояние. При этом первым — включается «MOSFET» транзистор в составе IGBT. Через биполярный транзистор протекает существенно меньшая доля тока. Это чисто линейный режим работы IGBT транзистора. На этой стадии уже начинает протекать небольшой ток через емкость затвор-коллектор C_GC, называемую емкостью Миллера, что обусловлено падением напряжения на паразитных элементах (сопротивление и индуктивность вывода коллектора). Напряжение на коллекторе транзистора практически не изменяется, так как протекающий ток еще слишком мал для того чтобы снизить напряжение на коллекторе до уровня запирания диода, стоящего в цепи источника тока (индуктивности). В течение этого этапа открывания транзисторы ток через транзистор нарастает от нуля до максимума. В процессе роста тока происходит выделение тепла на кристалле транзистора. Транзистор постепенно переходит в режим называемый «плато Миллера».

3) «Плато Миллера» — снижение напряжения на «MOSFET» транзисторе в составе IGBT . После нарастания тока через IGBT транзистор до максимума, диод, стоящий в цепи источника тока закрывается и напряжение на коллекторе транзистора начинает уменьшаться. Вследствие ёмкостной связи между коллектором и затвором уменьшение напряжения на коллекторе приводит перезаряду емкости затвор-коллектор C_GC за счет входного тока драйвера. Процесс перезаряда забирает на себя весь ток драйвера и в течение этого периода напряжение на затворе не изменяется – временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид плато – пресловутого «плато Миллера». Плато Миллера для IGBT транзистора состоит из двух стадий. На первой стадии происходит быстрое снижение напряжения коллекторе обусловленное снижением напряжения на «MOSFET» транзисторе в составе IGBT. На этой стадии имеют место большие коммутационные потери на кристалле транзистора. Вторая стадия плато Миллера — снижение напряжения на биполярном p-n-p транзисторе в составе IGBT. Далее.

4) «Плато Миллера» — снижение напряжения на биполярном p-n-p транзисторе в составе IGBT . После стадии быстрого спада напряжения на коллекторе, обусловленного снижением напряжения на «MOSFET» транзисторе начинается стадия более медленного спада обусловленного процессом завершения включения биполярного p-n-p транзистора в составе IGBT. Аналогично вследствие ёмкостной связи между коллектором и затвором уменьшение напряжения на коллекторе приводит перезаряду емкости затвор-коллектор C_GC и в течение этого напряжение на затворе не изменяется – и плато Миллера продолжается до полного включения биполярного p-n-p транзистора после которого напряжение на IGBT устанавливается на уровне падения напряжения на открытом переходе транзистора. Это вторая стадия плато Миллера для IGBT транзистора. На этой стадии также имеют место коммутационные потери на кристалле транзистора.

5) Зарядка емкости затвора до напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно перезарядится, ток драйвера вновь пойдет на заряд емкости затвор-эмиттер C_GEи напряжение на затворе снова начнет увеличиваться по тем же классическим уравнениям RC-цепочек. Процесс завершится после заряда C_GE до напряжения питания драйвера. Практически весь ток полностью протекает через биполярный p-n-p транзистор в составе IGBT транзистора.

6) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения. Транзистор открыт. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на переходе открытого транзистора. Все спокойно.

Рисунок DRV.7 — Основные этапы включения IGBT-транзистора

Динамика выключения IGBT транзистора

Процесс выключения IGBT транзистора будет рассмотрен для условий аналогичных вышеприведенным условиям для эквивалентной схемы коммутации индуктивной нагрузки. Поэтапно ниже представлен процесс выключения IGBT транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.8.

Процесс выключения IGBT транзистора .

0) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения (напряжение питания драйвера). Транзистор открыт. Ток протекает через транзистор. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на сопротивлении открытого канала. Все спокойно.

1) Разряд емкости затвора до напряжения плато Миллера. На этом этапе происходит разряд емкости затвора и емкости затвор-сток C_GE (емкость Миллера) от максимального выходного напряжения драйвера до уровня при котором начинается рост напряжения на коллекторе и за счет емкостной связи напряжение на затворе устанавливается на некотором уровне – происходит выход на режим «плато Миллера». Важно понимать, что для IGBTтранзистора имеется значительная разница между напряжениями на «плато Миллера» для включения и выключения. Это обусловлено задержкой подключения обратной связи, так как биполярная часть IGBT транзистора достаточно «тормозная» и рост напряжения на коллекторе начинается уже после того как напряжение успело спасть до напряжения несколько ниже порога включения.

2) «Плато Миллера» . Закрывание IGBT транзистора приводит к росту напряжения на его коллекторе. Вследствие емкостной связи между коллектором и затвором рост напряжения на стоке приводит к возникновению тока через емкость коллектор-сток C_GC. Величина этого тока ограничена суммарным сопротивлением затворной цепочки и максимальным входным током драйвера. Вследствие этого тока обратной связи напряжение на затворе транзистора не изменяется во время пока напряжение на транзисторе увеличивается. То есть ток драйвера и «ток Миллера» друг друга полностью компенсируют, при этом временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид «плато Миллера». На этой стадии заряжается емкость коллектор-эмиттер C_CE и происходит сам процесс выключения — рост напряжения на коллекторе до напряжения питания. Ток через транзистор, поддерживаемый источником тока (цепь нагрузки), не изменяется. На этой стадии происходят основные коммутационные потери на кристалле транзистора. При этом важно понимать, что на этой стадии ток перераспределяется между обоими транзисторами, входящими в состав IGBT — «MOSFET» транзистором и p-n-p BT-транзистором.

3) Закрывание транзистора, выключение «MOSFET» транзистора в составе IGBT. После того как ток через емкость Миллера становится меньше разрядного тока драйвера напряжение на затворе начинает уменьшаться (сход с «плато Миллера»). К этому моменту напряжение на транзисторе практически достигает своего максимального значения. Далее следует быстрое уменьшение тока через транзистор до определенной величины – происходит выключение — «MOSFET» транзистора в составе IGBT. Напряжение на затворе продолжает спадать.

4) Перезарядка емкости затвора до минимального уровня напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно зарядится, ток драйвера полностью пойдет на разряд емкости затвор-эмиттер C_GE и напряжение на затворе снизится уровня минимального выходного напряжения драйвера (отрицательного относительно «земли», как правило).

4-5) Закрывание транзистора, выключение биполярного p-n-p транзистора в составе IGBT.

После стадии быстрого спада тока транзистора, обусловленного выключением «MOSFET» транзистора в составе IGBT начинается стадия более медленного спада тока, обусловленного выключением биполярного p-n-p транзистора в составе IGBT. Это так называемый «токовый хвост». Длина «хвоста» определяется типом транзистора и величиной ранее протекавшего тока. На этой стадии также происходят существенные коммутационные потери.

6) Выключенное состояние. На выходе драйвера минимальный уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

Рисунок DRV.8 Основные этапы выключения IGBT-транзистора

Основные выводы по процессу коммутации IGBT

Из временных диаграмм видно, что в целом процесс включения/выключения IGBTтранзистора схож с процессом коммутации MOSFET транзистора. Таким образом, выводы сделанные выше для MOSFET применимы и для IGBT. Однако имеются некоторые основные отличия в процессе коммутации IGBT. Выделим их:

— наличие ступенчатого спада напряжения на коллекторе в процессе включения, что обусловлено составным характером IGBT транзистора: сначала включается MOSFET-часть, затем биполярная часть;

— наличие ступенчатого спада тока на коллекторе в процессе выключения, что также обусловлено составным характером IGBT транзистора: сначала выключается MOSFET-часть, затем биполярный транзистор. К тому же процесс выключения биполярного p-n-p транзистора затягивается и имеет место так называемый «токовый хвост». Опасность «хвоста» проявляется в значительных сквозных токах при включении IGBT в схему полумоста.

— уровни «плато Миллера» для включения и выключения транзистора различны. При включении IGBT уровень «плато Миллера» больше чем уровень «плато Миллера» при выключении. Это обусловленной временной задержкой включения отрицательной обратной связи между коллектором и затвором.

— IGBT транзистор более медленный по сравнению с MOSFET.

Все вышеприведенное относится к качественному рассмотрению процесса коммутации IGBT транзистора. Хорошее описание процесса особенностей коммутации IGBT дано в [Markus Hermwille. IGBT Driver Calculation. Application Note AN-7004, SEMIKRON International. Русскоязычный перевод в журнале «Электронные компоненты №6, №8. 2008 — Управление изолированным затвором. Часть 1, Часть 2. Маркус Хермвиль, Андрей Колпаков.]. Проблемы потерь при переключении описаны в [DRIVE CIRCUITS FOR POWER MOSFETs AND IGBTs. by B. Maurice, L. Wuidart. APPLICATION NOTE. STMicroelectronics]. Принципы управления MOSFET и IGBT представлены в статье [Управление изолированными затворами MOSFET/IGBT, базовые принципы и основные схемы. Винтрич Арендт, Николаи Ульрих, Райманн Тобиас, Турски Вернер. Силовая электроника, №5, 2013]. Для практического расчета и конструирования источников питания необходим количественный расчет, основные соотношения которого приведены ниже.

Расчет параметров цепи управления MOSFET-транзисторов

Для определения требований к цепи управления MOSFET необходим расчет основных электрических параметров в цепи затвора транзистора. В целом нижеприведенные соотношения справедливы и для расчета управления IGBT-транзисторов.

Заряд затвора

Основным параметром, используемым при расчете цепей управления MOSFET является заряд затвора Q_G. Он приводится в справочных листах (datasheet) на транзисторы. Кроме численного значения, которое можно найти в datasheet, важно понимать, что Q_G зависит от напряжения на транзисторе V_DS. Зависимости напряжения на затворе V_GS от «вкачанного» в него заряда Q_G также приводятся в datasheet. В качестве примера на рисунке DRV.9 представлена зависимость для популярного транзистора IRF740. Видно, что зависимость содержит отражение «плато Миллера».

Рисунок DRV.9 — Зависимость напряжения на затворе от заряда затвора для популярного транзистора IRF740 (по данным datasheet от Vishay Siliconix)

В соответствии графиком можно определить весьма точно величину суммарного заряда затвора при заданном напряжении драйвера и напряжении V_GS на транзисторе.

Мощность управления

Выражение для мощности управления затвором P_{G_avg} имеет вид:

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

Q_G — заряд затвора (total gate charge);

f – частота коммутации.

Эта мощность рассеивается на резистивных элементах цепи управления – затворном резисторе, внутреннем сопротивлении драйвера, паразитном сопротивлении затвора.

Средний ток управления MOSFET

Средний ток I_{G_avg}, потребляемый схемой управления на перезаряд емкости затвора равен:

Q_G — заряд затвора (total gate charge);

f – частота коммутации.

Это было среднее значение. Теперь раскладываем импульс тока управления по полочкам, находим токи на каждом из интервалов и длительности интервалов.

Напряжение «плато Миллера»

Напряжение «плато Миллера» V_Miller определяется выражением:

V_TH – пороговое напряжение (открывания транзистора);

I_{D_max} – максимальный ток стока;

g_fs – крутизна зависимости тока стока от напряжения затвора на малом сигнале:

Как правило, вторая компонента суммы, обусловленная крутизной g_fs значительно меньше V_TH по величине и на практике её можно не учитывать.

Токи и времена коммутации на стадии включения

— амплитуда импульса тока затвора I_{G_max} (в начальный момент времени) равна:

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

R_{driver_ON} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии включения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

В случае если выходной каскад драйвера работает как генератор тока, то максимальный ток равен максимальному выходному току драйвера.

— ток затвора в линейном режиме I_{G_lin} — в период времени между V_TH и V_Miller равен:

V_Miller – напряжение на «плато Миллера»;

V_TH – пороговое напряжение включения транзистора.

Смысл полсуммы заключается в усреднении V_TH и V_Miller для получения среднего значения напряжения на интервале.

— ток затвора на «плато Миллера» I_{G_Miller} равен:

— длительность времени нарастания напряжения до порога открывания V_TH (в первом приближении):

C_iss — входная емкость (Input Capacitance).

— длительность линейного режима (период времени между V_TH и V_Miller):

C_iss — входная емкость (Input Capacitance).

На практике длительность этого интервала достаточно мала (поскольку V_TH≈V_Miller) и может быть исключена из расчета.

— длительность «плато Миллера» :

C_rss — проходная емкость (Reverse Transfer Capacitance).

V_DS – напряжение сток-исток на выключенном транзисторе.

Смысл этого выражения заключается в том, что ток на «плато Миллера» фактически перезаряжает «ёмкость Миллера» C_rss заряженную до напряжения сток-исток выключенного транзистора.

Особенно важным интервалом является интервал соответствующий «плато Миллера» поскольку именно на этом интервале происходят основные коммутационные потери.

Для упрощения расчетов по вышеприведенным соотношениям можно допустить, что:

При этом длительность линейного режима обращается в ноль и исключается из расчета. Таким образом, время спада напряжения на транзисторе в момент включения t_f определяетсядлительностью «плато Миллера»:

C_rss — проходная емкость (Reverse Transfer Capacitance), зависит от напряжения сток-исток V_DS;

V_DS – напряжение сток-исток на выключенном транзисторе;

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

V_Miller – напряжение на «плато Миллера», практически равно V_TH – пороговому напряжению включения транзистора;

R_{driver_ON} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии включения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

Токи и времена коммутации на стадии выключения

— амплитуда импульса тока затвора в начальный момент времени выключения транзистора равна:

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии выключения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

В случае если выходной каскад драйвера работает как генератор тока, то максимальный ток равен максимальному выходному току драйвера.

— ток затвора на «плато Миллера» на стадии выключения транзистора равен:

— ток затвора в линейном режиме — период времени между V_TH и V_Miller равен:

V_Miller – напряжение на «плато Миллера»;

V_TH – пороговое напряжение включения транзистора.

— длительность времени спада напряжения до напряжения V_Miller «плато Миллера» (в первом приближении):

— длительность «плато Миллера»:

— длительность линейного режима (период времени между V_TH и V_Miller):

На практике длительность этого интервала достаточно мала (поскольку V_TH≈V_Miller) и может быть исключена из расчета.

Таким образом, время нарастания напряжения на транзисторе при переходе в закрытое состояние t_r определяется длительностью «плато Миллера»:

C_rss — проходная емкость (Reverse Transfer Capacitance), зависит от напряжения сток-исток V_DS;

V_DS – напряжение сток-исток на выключенном транзисторе;

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

V_Miller – напряжение на «плато Миллера», практически равно V_TH – пороговому напряжению включения транзистора;

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии выключения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

Основные коммутационные потери транзистора происходят именно на интервале, соответствующему «плато Миллера».

Шунтирующий конденсатор драйвера. Расчет

Выше показано, что управление MOSFET транзистором в ключевом режиме осуществляешься импульсами тока, перезаряжающего паразитные емкости. Амплитуда этих импульсов может составлять единицы ампер при временах нарастания – менее 100 нс. Из этого следует, что для формирования данных импульсов драйвер должен иметь источник энергии с малым внутренним сопротивлением, причем расположенный в непосредственной близости от драйвера.

Таким источником энергии является шунтирующий конденсатор драйвера, за счет энергии которого осуществляется питание драйвера в моменты коммутации. Для этой ответственной роли подходят только керамические конденсаторы. Вопрос в том какова должна быть минимальная емкость шунтирующего конденсатора? При закачивании в затвор суммарного заряда затвора Q_G напряжение на шунтирующем конденсаторе изменится на величину ΔV_Cdrv :

Q_G – суммарный заряд затвора;

C_DRV – емкость шунтирующего конденсатора.

Отсюда следует выражение для емкости шунтирующего конденсатора C_DRV:

Q_G – суммарный заряд затвора;

ΔV_Cdrv – допустимые пульсации на шунтирующем конденсаторе.

Таким образом, для расчета величины емкости необходимо задаться величиной допустимых пульсаций на шунтирующем конденсаторе. Они могут быть выбраны в пределах 2-5 %.

Расчет (определение) внутреннего сопротивления драйвера

Внутреннее выходное сопротивление драйвера на стадии включения R_{driver_ON}, если не указано в datasheet, может быть вычислено по соотношению:

V_driver – номинальное напряжение драйвера;

I_{driver_max_ON} – максимальный выходной ток драйвера на стадии включения.

Аналогично рассчитывается внутреннее входное сопротивление драйвера на стадии выключения R_{driver_OFF} :

V_driver – номинальное сопротивление драйвера;

I_{driver_max_OFF} – максимальный входной ток драйвера на стадии выключения.

Выбор оптимального сопротивления затворного резистора

Критерий демпфирования осцилляций

Цепь, или вернее токовая петля, по которой протекает ток управления транзистором (ток затвора) имеет собственную индуктивность. Эта индуктивность во-первых замедляет рост тока в цепи затвора, во-вторых – приводит к появлению высокочастотных осцилляций в цепи затвора обусловленных LC-контуром, образованном емкостью затвора и паразитной индуктивностью цепи. Прямым путем решения проблем является оптимизация разводки печатной платы с целью уменьшения паразитных индуктивностей там, где они не нужны. Но в любом случае уменьшить индуктивность до нуля не получится.

Для демпфирования осцилляций используется внешний резистор затвора. Его величинаR_{G_ext}выбирается исходя из соотношения [Design And Application Guide For High Speed MOSFET Gate Drive Circuits. By Laszlo Balogh. В сети имеется сильно переработанный русскоязычный перевод – «Разработка и применение высокоскоростных схем управления силовыми полевыми транзисторами»]:

L_S – паразитная индуктивность контура;

С_iss – входная емкость транзистора;

R_{G_int} – паразитное сопротивление затвора транзистора;

R_driver – внутреннее сопротивление (среднее) драйвера:

Физический смысл этого соотношения для нахождения оптимального сопротивления контура заключается в том, чтобы сделать активное сопротивление затворного резистора равным удвоенному волновому сопротивлению LC контура. При этом колебания эффективно демпфируются.

Критерий ограничения тока драйвером

Для каждого типа драйвера существует максимальное значение входного и выходного тока. Это накладывает ограничения на минимальную величину сопротивления в цепи затвора ниже которой оно не оказывает существенного значения на динамические характеристики, т.к. ток ограничивается уже самим драйвером.

В общем случае (пренебрегаем паразитным сопротивлением затвора и ограничением тока драйвером) максимальное значение импульса тока затвора I_{G_max} равно:

V_driver – максимальное выходное напряжение драйвера;

R_{G_ext} – сопротивление затворного резистора.

Приравнивая максимальное значение импульса тока затвора I_{G_max} к максимальному значению тока драйвера I_{driver_max} :

Получаем минимальную величину сопротивления затвора R_{G_ext}:

V_driver – максимальное выходное напряжение драйвера;

I_{driver_max} – максимальное значение тока драйвера (выбирается как минимальное из I_{driver_max_ON} и I_{driver max OFF}).

Выбирая затворное сопротивление больше данной величины уменьшают скорость переключения транзистора. Зачем необходимо уменьшать скорость переключения транзистора – см. далее.

Критерий устойчивости к высоким dV/dt на закрытом транзисторе

Существует предельно допустимая скорость нарастания напряжения на закрытом транзисторе, иначе он может приоткрыться (об этом ниже в подразделе «Высокие скорости нарастания напряжения на транзисторе (dV/dt) – причины и следствия»).

Предельно допустимая скорость нарастания напряжения прикладываемого к закрытому транзистору (dV/dt)_max определяется по соотношению:

V_TH – напряжение открывания драйвера (берется с учетом рабочей температуры);

C_GD – емкость затвор-сток;

R_{G_total} – суммарное сопротивление затвора:

R_{G_ext} – выбранное значение сопротивление затворного резистора;

R_{G_int} – паразитное сопротивление затвора транзистора;

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера в состоянии OFF (соотношение для расчета представлено выше).

Если рассчитанное значение (dV/dt)_max больше реальной скорости роста напряжения в данной схеме (dV/dt)_real, то все в порядке. Если же нет, то скорость роста напряжения нужно уменьшить или уменьшить суммарное сопротивление затвора R_{G_total}.

Критерий заданного времени включения/выключения транзистора

В ряде случаев необходимо искусственно замедлить скорость коммутации транзистора. Необходимость этого может быть обусловлена снижением dV/dt в схеме, ограничению броска тока при коммутации снижением уровня наводок и т.д. В этом случае увеличением величины затворного резистора добиваются повышения времени коммутации в соответствии с соотношением:

где dV/dt – заданная скорость нарастания напряжения.

Высокие скорости нарастания напряжения на транзисторе (dV/dt) – причины и следствия

Причины высоких dV/dt на закрытом транзисторе и последствия

В большинстве схемотехнических решений преобразователей используется последовательное соединение двух поочередно включающихся силовых ключей MOSFET или IGBT-транзисторов. К таким схемам относятся схемы полумостовых, мостовых преобразователей, синхронных выпрямителей, системы управления двигателями и др. С целью уменьшения динамических потерь необходимо увеличивать скорости переключения силовых ключей. Динамические потери при этом уменьшаются, но возникает опасность «несанкционированного» включения транзистора за счет тока, протекающего через емкость затвор-сток. Включение может быть как полным, так и может быть переход в линейный режим. Следствие этого включения – «сквозняк» — сквозной ток через оба силовых транзистора и выход преобразователя из строя.

Кроме этих типичных случаев, высокие dV/dt на транзисторе могут возникать при:

— включении питания преобразователя (когда еще драйвер «молчит»);

— резком разрыве тока в индуктивностях силовой схемы;

С особым вниманием следует отнестись к устройствам, работа которых предполагает значительный нагрев силовых ключей. Рост температуры кристалла приводит к уменьшению порогового напряжения открывания транзистора.

При проектировании преобразовательной техники необходимо определить входит ли конкретная схема в группу риска. Необходимо понимать, что емкости затвор-сток и затвор-исток образуют емкостной делитель, максимальное выходное напряжение на котором (напряжение на затворе) при любой скорости роста напряжения dV/dt не превысит величины:

V_{GS_max} – максимальное напряжение на затворе;

V_{DS_max} – максимальное напряжение на транзисторе (сток-исток), или максимально возможное напряжение на транзисторе;

C_GS – емкость затвор-исток;

C_GD – емкость затвор-сток.

Если напряжение V_{GS_max} окажется меньше порогового напряжения открывания транзистора V_TH :

то в данных условиях схема находится вне зоны риска по dV/dt.

то необходимо принимать дополнительные меры, о которых указано ниже.

Риск «паразитного включения» существенно возрастает с ростом рабочего напряжения на стоке. Вместе с тем при малых рабочих напряжениях (как правило, менее 24 В) случайного открывания транзистора по причине высоких dV/dt можно не опасаться.

Способы защиты от высоких значений dV/dt

Резистор в цепи затвор-исток

Использование резистора подключаемого параллельно затвору и истоку транзистора «помогает» лишь при сравнительно малых скоростях роста напряжения на транзисторе. Однако это весьма действенный способ устранения «паразитного включения» при подаче питания на устройство. Дело в том, что при подаче питания некоторые драйверы могут еще находится в спящем режиме и его выходные каскады могут быть в неактивном состоянии и не «притягивать» затвор к земле. В этот период времени пассивный способ с помощью резистора обеспечивает защиту затвора. Величина резистора R_GSвыбирается исходя из соотношения:

V_TH – напряжение открывания драйвера (берется с учетом рабочей температуры);

C_GD – емкость затвор-сток;

dV/dt – скорость роста напряжения на транзисторе.

Разрядный резистор физически необходимо располагать непосредственно вблизи силового ключа. Недостатком способа является значительная дополнительная нагрузка на выходной каскад драйвера в течение всего импульса открытого состояния ключа.

Схема на p-n-p транзисторе

Схема на p-n-p транзисторе (см. рисунок DRV.14), ускоряющая выключение транзистора так же эффективна для защиты транзистора от включения в результате действия больших dV/dt. При использовании схемы максимальная скорость нарастания напряжения на силовом MOSFETопределяется из соотношения:

V_TH – напряжение открывания драйвера (берется с учетом рабочей температуры);

C_GD – емкость затвор-сток;

β – коэффициент усиления по току p-n-p транзистора;

R_{G_ext} – выбранное значение сопротивление затворного резистора;

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера в состоянии OFF;

R_{G_int} – паразитное сопротивление затвора.

Расчет статических и динамических потерь при коммутации MOSFET

Основные соотношения для расчета коммутационных потерь представлены в статье [Проблема выбора ключевых силовых транзисторов для преобразователей напряжения с жестким переключением. Александр Полищук. Силовая электроника №2, 2004 г.].

Статические потери

Мощность статических потерь для MOSFET транзисторов P_{VT_stat} определяется выражением:

I_rms – среднеквадратичное значение тока через транзистор;

R_DS – сопротивление сток-исток в открытом состоянии.

Динамические потери

Динамические потери MOSFET – транзисторов состоят из трех составляющих:

— энергия, выделяемая в кристалле при коммутации тока нагрузки I при рабочем напряжении V:

I – ток нагрузки;

V_pow – напряжение питания;

t_f – время спада напряжения на транзисторе (в момент коммутации);

t_r – время нарастания напряжения на транзисторе (переход в закрытое состояние).

— энергия разряда выходной емкости транзистора, заряженной до напряжения питания:

V_pow – напряжение питания;

С_oss – выходная емкость транзистора:

С_GD – ёмкость «затвор–сток»;

С_DS – ёмкость «сток-исток».

— энергия, выделяемая при протекании реверсного тока восстановления паразитного диода:

Q_rr – заряд восстановления паразитного диода;

V_pow – напряжение питания.

Величина заряда восстановления паразитного диода транзистора Q_rr приведена в datasheet для определенных режимов работы, как правило, соответствующих высоким скоростям изменения тока через транзистор и величинах тока, близких к максимальному). Таким образом, использование «даташитного» значения Q_rr даст величину потерь близкую к очень наихудшему случаю. Для более точных расчетов целесообразно корректировать Q_rrсогласно соотношению:

Q_{rr_datasheet} – значение заряда восстановления паразитного диода транзистора данная в datasheet;

I_{F_datasheet} – значение прямого тока протекающего через паразитный диод транзистора при котором получено значение Q_{rr_datasheet} ;

I_F – значение прямого тока протекающего через паразитный диод транзистора в реальных условиях соответствующих расчету.

Общие динамические потери при переключении транзистора складываются из трех составляющих:

Переходя от суммарной энергии динамических потерь в каждом цикле к мощности потерь P_{VT_switch}, получим выражение:

f – частота коммутации.

I – ток нагрузки;

V_pow – напряжение питания;

t_f – время спада напряжения на транзисторе (переход в открытое состояние);

t_r – время нарастания напряжения на транзисторе (переход в закрытое состояние);

Q_rr – заряд восстановления паразитного диода;

С_oss – выходная емкость транзистора:

С_GD – ёмкость «затвор–сток»;

С_DS – ёмкость «сток-исток».

Расчет статических и динамических потерь при коммутации IGBT

Основные соотношения для расчета коммутационных потерь представлены в статье [Проблема выбора ключевых силовых транзисторов для преобразователей напряжения с жестким переключением. Александр Полищук. Силовая электроника №2, 2004 г.].

Статические потери

Для IGBT статические потери рассчитываются по соотношению:

I_avg – среднее значение тока через транзистор;

V_CE – напряжение насыщения перехода коллектор-эмиттер транзистора.

Соотношение справедливо при условии, что ток нагрузки на протяжении периода коммутации изменяется незначительно.

Динамические потери

Динамические потери IGBT – транзисторов состоят из трех составляющих:

— энергия, выделяемая в кристалле при переключении. Для IGBT-транзисторов, в отличие от MOSFET используется понятие энергии переключения E_ts которая учитывает потери различного рода, в том числе потери, определяемые «хвостом» остаточного тока при выключении:

E_ts – суммарная энергия переключения;

— энергия разряда выходной емкости транзистора, заряженной до напряжения питания:

V_pow – напряжение питания;

С_oes – выходная емкость транзистора:

С_GC – ёмкость «затвор–коллектор»;

С_CE – ёмкость «коллектор-эмиттер».

— энергия, выделяемая при протекании реверсного тока восстановления специально введенного оппозитного диода (при наличии такового внутри IGBT):

Q_rr – заряд восстановления оппозитного диода;

V_pow – напряжение питания.

Величина заряда восстановления оппозитного диода IGBT-транзистора Q_rr приведена в datasheet для определенных режимов работы, как правило, соответствующих высоким скоростям изменения тока через транзистор и величинах тока, близких к максимальному). Таким образом, использование «даташитного» значения Q_rr даст величину потерь близкую к очень наихудшему случаю. Для более точных расчетов целесообразно корректировать Q_rrсогласно соотношению:

Q_{rr_datasheet} – значение заряда восстановления оппозитного диода транзистора данная в datasheet;

I_{F_datasheet} – значение прямого тока протекающего через оппозитный диод транзистора при котором получено значение Q_{rr_datasheet} ;

I_F – значение прямого тока протекающего через оппозитный диод транзистора в реальных условиях соответствующих расчету.

Общие динамические потери при переключении транзистора складываются из трех составляющих:

Переходя от суммарной энергии динамических потерь в каждом цикле к мощности потерь, получим выражение:

f – частота коммутации;

E_ts – суммарная энергия переключения;

V_pow – напряжение питания;

Q_rr – заряд восстановления оппозитного диода;

С_oes – выходная емкость транзистора:

С_GC – ёмкость «затвор–коллектор»;

С_CE – ёмкость «коллектор-эмиттер».

Драйверы класса «TrueDrive»

Как показано при описаниях процессов коммутации важно, чтобы драйвер MOSFET/IGBTтранзистора выдавал максимальный выходной ток при прохождении через «плато Миллера». Это существенно уменьшает динамические коммутационные потери на силовом ключе. В настоящее время существуют драйверы, выходной каскад которых обеспечивает высокий выходной и входной ток в районе «плато Миллера» — так называемые драйверы класса «TrueDrive». Их отличительной особенностью является использование в выходном каскаде как полевых, так и биполярных транзисторов. Структура такого драйвера представлена на рисунке DRV.10 на примере драйверов серий UCC27*** и UCC37***.

Рисунок DRV.10 — Структура драйвера типа «TrueDrive» [datasheet UCC27321 от Texas Instruments Incorporated]

Ряд типовых схемотехнических решений управления затвором

Ниже представлен ряд типовых схемотехнических решений управления затвором используемых при необходимости в тех или иных случаях.

Схема с затворным резистором

Стандартная схема управления с резистором в цепи затвора (рисунок DRV.11) – наиболее распространенное схемотехническое решение. Затворный резистор демпфирует возможные осцилляции в паразитном LC-контуре, и ограничивает скорость включения и выключения MOSFET-транзистора. Данная схема подходит в большинстве случаев для стандартных источников питания малой и средней мощности. Рекомендации по расчету величины сопротивления затворного резистора представлены выше.

Рисунок DRV.11 — Стандартная схема управления с резистором в цепи затвора

Схема с обратным диодом в цепи затвора

Схема управления с обратным разрядным диодом в цепи затвора обеспечивает ускоренное выключение MOSFET-транзистора так как разряд емкости затвора происходит в обход затворного резистора «всей мощью тока драйвера». За счет этого сокращаются динамические потери на ключе. Это особенно актуально в тех случаях, когда необходимо замедлить процесс включения ключа (для ограничения максимальной dV/dt на другом ключе, или для уменьшения броска тока или для других целей) и одновременно минимизировать время его выключения. Кроме этого обратный диод повышает стойкость схемы к «паразитной коммутации» при высоких скоростях роста напряжения dV/dt на закрытом ключе. В качестве диода могут быть использованы быстродействующие маломощные кремниевые диоды типа 1N4148 (для токов до 1 А). Применение в схеме диодов Шоттки нежелательно по причине их большой емкости перехода по сравнению с кремниевыми диодами и возникающих вследствие этого осцилляций в паразитном LC контуре [Схемы управления затворами силовых транзисторов. А.М. Бобрешов, А.В. Дыбой, С.Ватхик, М.С. Куролап. ВЕСТНИК ВГУ. Серия: Физика. Математика. 2010. №2. с. 189-197]. Существует минимальное значение сопротивления затвора R_G, при котором диод открывается:

V_VD – падение напряжения на паразитном диоде;

I_{G_max} – пиковый ток затвора.

В остальном рекомендации по расчету величины сопротивления затворного резистора для данной схемы аналогичны рекомендациям для предыдущей схемы и представлены выше.

Недостатком схемы является значительная токовая нагрузка на драйвер на стадии выключения.

Рисунок DRV.12 Схема управления с обратным разрядным диодом в цепи затвора

Схема с независимо задаваемыми скоростями включения и выключения транзистора

Фактически представляет собой комбинацию предыдущих схем. Схема позволяет независимо задавать скорости включения и выключения MOSFET-транзистора. Рекомендации по расчету величины сопротивления затворного резистора для данной схемы аналогичны рекомендациям для предыдущей схемы.

Рисунок DRV.13 — Схема управления с отдельно задаваемыми скоростями включения и выключения транзистора.

Схема управления с разрядным p-n-p транзистором

Данная схема обеспечивает ускоренный разряд емкости затвора, обеспечивает хорошую стойкость к высоким dV/dt. Маломощный p-n-p транзистор располагается в непосредственной близости к силовому MOSFET и обеспечивает короткий путь разряда емкости затвора в процессе выключения. Выбор транзистора осуществляется исходя из обеспечения высокого быстродействия и достаточного коэффициента усиления по току. Сопротивление резистора R_Gопределяет только скорость включения транзистора. Данное схемотехническое решение применяется в преобразователях средней и большой мощности. Преимуществом схемы является уменьшение нагрузки на выходной каскад драйвера (практически в два раза), поскольку разряд емкости затвора осуществляется через внешний транзистор.

Рисунок DRV.14 — Схема управления с разрядным p-n-p транзистором

Схема с дополнительным разрядным MOSFET- транзистором

В схеме осуществляется быстрый разряд затвора силового MOSFET за счет маломощного MOSFET-транзистора. Среди недостатков данного решения следует отнести необходимость дополнительного инверсного выхода драйвера. Схема обладает высоким быстродействием.

Рисунок DRV.15 — Схема управления с дополнительным разрядным MOSFET- транзистором

Схема с усилителем тока на комплементарных биполярных транзисторах

Схема управления с усилителем тока на комплементарных биполярных транзисторах (рисунок DRV.16) применяется при управлении «тяжелыми» затворами, когда выходного тока драйвера недостаточно для быстрого перезаряда емкости затвора.

Рисунок DRV.16 — Схема управления с усилителем тока на комплементарных биполярных транзисторах

Схема с усилителем тока на MOSFET транзисторах

Схема управления с усилителем тока на MOSFET транзисторах (рисунок DRV.17) также используется при управлении «тяжелыми» затворами, когда выходного тока драйвера недостаточно для быстрого перезаряда емкости затвора. К отличительным особенностям схемы относятся инверсия сигнала управления, и несколько большее быстродействие.

Рисунок DRV.17 Схема управления с усилителем тока на MOSFET транзисторах

Схема с усилителем тока на биполярных транзисторах c различными скоростями включения/выключения

Схема управления с усилителем тока на биполярных транзисторах c различными скоростями включения/выключения силового MOSFET транзистора используется в случае управления «тяжелыми» затворами при одновременном условии независимой установки скоростей включения и выключения транзистора.

Рисунок DRV.18 — Схема управления с усилителем тока на биполярных транзисторах cразличными скоростями включения/выключения транзистора

Пробой затвора ключевого транзистора: причины и способы защиты

Причины пробоя затвора

Пробой затвора ключевого MOSFET- или IGBT транзистора может произойти вследствие ряда причин:

— превышение амплитуды управляющих импульсов напряжения пробоя затвора. Встречается редко, но вполне возможно, в случае если питание драйвера не стабилизировано.

— паразитная генерация в контуре «емкость затвора»-«индуктивность цепи управления» (так называемый «звон»). Причинами этого являются отсутствие или малая величина сопротивления затворных резисторов и слишком длинная цепь управления с большой паразитной индуктивностью и высокие скорости переключения.

— наводка в цепи управления за счет индуктивной (трансформаторной связи) между слишком длинной и широкой петлей управления и слишком близкорасположенным и слишком быстрым и сильноточным силовым контуром.

— слишком быстрый рост напряжения на стоке (коллекторе), вызывающий существенный ток через переходную емкость сток-затвор и рост напряжения на затворе.

— статическое электричество. Но это скорее при монтаже схемы.

— увеличение импеданса цепи управления.

Способы защиты от пробоя затвора

Существует несколько способов защиты от пробоя затвора (рисунок DRV.19):

— резистор в цепи «затвор-исток». Демпфирует колебания в цепи «драйвер-затвор» и снижает амплитуду колебаний. Менее эффективен, чем затворный резистор, но зато он практически не снижает разрядный зарядный ток. Устанавливается в непосредственной близости к транзистору. Основной целью введения резистора в управляющие схемы является предотвращение избыточного «перезаряда» входной емкости затвора при увеличении импеданса цепи управления [Подключение сигнальных цепей в мощных преобразовательных устройствах. Андрей Колпаков. Новости электроники №15. 2008. Статья 9].

— суппресор TVS в цепи «затвор-исток». Существенно более эффективная, но дорогая защита. Суппресор также ставится в непосредственной близости от транзистора.

— диод Шоттки, установленный между затвором и цепью питания.

— комбинированная защита, включающая суппресор TVS и резистор для предотвращения избыточного «перезаряда» емкости затвора.

— маломощный MOSFET-транзистор, включающийся при превышении затворного напряжения определенного уровня, задаваемого резисторным делителем R1/R2. Эта схема предназначена больше для мощных IGBT-транзисторов.

Рисунок DRV.19 — Реализация защиты от перенапряжения на затворе MOSFET и IGBT — транзисторов

Защита от пробоя затвора актуальна в случае, если драйвер и силовой ключ разнесены на значительное расстояние. Это является причиной возникновения наводок и паразитных осцилляций. В этих случаях может быть целесообразно использование транзисторов с повышенным максимальным напряжением затвор-исток (например ±30В вместо ±20В).