Как ограничить максимальный ток в полумостовом преобразователе

Полумостовая схема блока питания

Вообще, преобразователи напряжения могут классифицироваться по многим признакам и иметь различные схемы и принципы работы.

Когда речь заходит о полумостовой схеме, обязательно подразумеваются двухтактные импульсные преобразователи напряжения (ПН).

Для понимания приведём классификацию наиболее распространённых преобразователей:

Трансформаторные (работают на низких частотах);
Симисторные или тиристорные (объединены, потому что принцип работы основных элементов во многом схож);
Инверторные (преобразуют постоянные напряжения в переменные);
Импульсные. Здесь возможны производные варианты:
- Дроссельные;
- Однотактные (по сути, работают в режиме дросселя)
  - С прямоходовой схемой;
  - С обратноходовой схемой.
  - С выводом средней точки первичной обмотки (часто называется Push-Pull или "Тяни-толкай");
  - С мостовой схемой;
  - С полумостовой схемой.
  Два такта работы подразумевают возбуждение обмоток импульсного трансформатора в обоих направлениях.
  
  Один такт – только в одном направлении.
  
  Все варианты имеют свои преимущества и недостатки.
  
  Теперь перейдём непосредственно к двухтактным блокам питания.
  
  Для наглядности лучше всего привести их простейшие схемы.
  
  Рис. 1. Простейшие схемы двухтактных блоков питания
  
  Принцип работы двухтактных ПН отлично иллюстрирует Push-Pull схема:
  
  1. Возникающее магнитное поле в первичной обмотке возбуждает ток во вторичной. При поступлении положительного импульса/колебания на выход первой обмотки, транзистор срабатывает и пропускает ток.
  
  2. При поступлении отрицательного импульса срабатывает уже вторая обмотка со своим транзистором. В этот момент первый транзистор и его обмотка простаивают. То есть они меняются местами.
  
  Это и есть два такта работы "тяни-толкай".
  
  Но схему можно усложнить, используя больше управляющих переключателей (транзисторов). Тогда можно обойтись только одной вторичной обмоткой, что существенно упрощает намотку импульсного трансформатора. Нагляднее всего это видно на схеме "Мост". И положительные, и отрицательные колебания подаются на одну обмотку.
  
  Если заменить половину транзисторов на конденсаторы, получится тот самый "полумост". Конденсаторы выполняют роль сглаживающего фильтра и способствуют стабилизации напряжения.
  
  Примеры принципиальных схем
  
  Первый, достаточно распространённый вариант.
  
  Рис. 2. Принципиальная схема
  
  Ключами управляет таймер, здесь он построен на базе очень популярного ШИМ-контроллера TL-494. Чтобы импульсы маломощного генератора стали достаточными для силовых ключей VT3 и 4, они предварительно усиливаются каскадом из VT1, 2 и трансформатора TR1.
  
  Выпрямление тока происходит уже почти на выходе схемы. За эту задачу отвечают диоды Шоттки и простые сглаживающие фильтры – конденсаторы.
  
  В качестве 1 и 2 транзисторов могут использоваться мосфеты IRFZ34, 3 и 4-го — IRFP460.
  
  Основная сложность – импульсные трансформаторы. Если вы хотите рассчитать свой, лучше всего воспользоваться специальным ПО.
  - Первый. Каждая обмотка по 50 витков проводом 0,5 мм.
  - Второй. 1 – 110 витков 0,8 мм, 2 – рассчитывается исходя из требуемого напряжения (1 виток – 2 В), 3 – 12 витков 0,8 мм.
  Такая конфигурация может обеспечить питание мощностью до 500 Вт. Номинальное значение – около 300 Вт.
  
  Второй вариант – более сложный. Но здесь предусмотрены:
  - Защита от КЗ и перегрузок;
  - Мягкий (софт) старт;
  - Фильтры помех на входе и выходе.
  Рис. 3. Принципиальная схема
  
  В качестве драйвера здесь была выбрана микросхема IR2153.
  
  Мнения читателей
  
  Нет комментариев. Ваш комментарий будет первый.
  
  Вы можете оставить свой комментарий, мнение или вопрос по приведенному выше материалу:
  
  Как ограничить максимальный ток в полумостовом преобразователе
  
  Приветствуем, вас, на нашем сайте! Здесь вы сможете найти интересные: схемы, статьи, журналы, книги, и т.д.
  
  Внимание. Приятная новость.
  
  Все журналы и книги будут загружаться, для удобства пользователя, на бесплатный сервер narod.yandex.ru
  
  Журналы по электронике
  
  Книги по электронике
  - Добавить в избранное
  - О нас
  - Связаться с нами
  - Статистика сайта
  - Любая ссылка
  - На главную
  Автогенераторные полумостовые инверторы до сих пор находят широкое применение из-за исключительной простоты схемы. Автор предлагаемой статьи заметил, что полумостовой автогенератор в определенном смысла аналогичен тринистору, и предложил оригинальные способы управления выходной мощностью инвертора.
  Вавтогенераторных полумостовых инверторах, широко применяемых в импульсных источниках питания, частота преобразования и длительность коммутирующих импульсов определяются конструктивными параметрами трансформатора обратной связи. Работая в режиме перемагничивания и насыщения магнитопровода, этот трансформатор обеспечивает длительность импульсов возбуждения, почти равную половине периода частоты преобразования, и не позволяет ее менять. Тем не
  мый в тринисторных регуляторах. Сама переделка очень проста, а подвергнуть ей можно любой полумостовой автогенератор, имеющий цепь автозапуска. Не имеет значения, как реализована в нем положительная обратная связь: по току или напряжению. Не важен и тип порогового элемента в цепи автозапуска — это может быть не только динис-тор, но и лавинный транзистор или даже неоновая лампа.
  Рассмотрим введение такого регулирования на примере блока питания,
  Рис. 1
  менее ШИ регулирование такого инвертора возможно, хотя и не на частоте преобразования. В предлагаемой статье рассмотрены два способа такого регулирования.
  Первый способ — ШИ регулирование на удвоенной частоте электросети (100 Гц). Для того чтобы понять его принцип, рассмотрим особенности автозапуска лолумостового автогенератора. Пока импульс запуска не подан, генератор не работает несмотря на включенное питание. После подачи импульса запуск! генератор работает до тех пор, пока питание не будет отключено. Такой процесс поразительно напоминает работу тринистора. Получается, что цепь автозапуска — это эквивалент управляющего электрода тринистора, и можно применить фазоимпульсный способ управления, широко используе-
  изготовленного на основе начинки энергосберегающей лампы. О его использовании для питания нагрузки без регулирования выходной мощности рассказано в статье [1]. Схема переделанного блока питания показана на рис. 1. Узел инвертора обведен штрих-пунктирной линией. Номиналы его элементов могут быть другими. Транзисторы и диоды также могут быть из других серий. Из сетевого выпрямителя удален сглаживающий оксидный конденсатор С2, перечеркнутый на рис. 1. Изменено подключение нижнего по схеме вывода резистора R3 (ранее он был соединен с верхним по схеме выводом конденсатора С3). Добавлены компоненты R8, R9, С5, на рис. 1 они выделены утолщенной линией. Переменный резистор R8 предназначен для регулирования выходной мощности, резистор
  R9
  
  определяет максимальную выходную мощность, конденсатор С5 улучшает симметрию выходной цепи. Для питания нагрузки применен выходной трансформатор Т2, об изготовлении и о способах подключения которого подробно рассказано в статье [1].
  Вначале необходимо проверить работоспособность блока питания с трансформатором Т2 без регулирования. Затем выполняют описанные выше изменения. Движок переменного резистора R8 ставят в нижнее по схеме положение. Если на этом этапе включить инвертор и рассмотреть осциллограмму его выходного напряжения, то можно увидеть, что несущая ультразвуковой частоты промодулирована выпрямленным, но не сглаженным напряжением с диодного моста. При более детальном рассмотрении заметно, что начало и конец каждого полупериода «подрезаны» (рис. 2). Начало — из-за того, что пороговый элемент цепи автозапуска включается при определенном напряжении (около 30 В для симметричного динис-тора DB3), поэтому интервал с меньшим выпрямленным напряжением сети выпадает из интервала регулирования. Конец — из-за срыва генерации инвертора после уменьшения напряжения его литания ниже некоторого предела.
  Если высота среза в начале полупериода значительно превышает пороговое напряжение динистора, значит постоянная времени R9C3 слишком велика, из-за чего импульс запуска запаздывает, уменьшая интервал регулирования со стороны максимальной мощ-
  Рис.2
  ности. В этом случае следует уменьшить емкость конденсатора С3 или сопротивление резистора R9, снижая нерегулируемую зону в начале полупериода, насколько это возможно. В таком состоянии инвертор имеет максимальную выходную мощность. Но эта мощность меньше той, что была до введения регулирования, поскольку действующее значение несглаженного напряжения питания, да еще с учетом «подрезов» полупериодов, меньше, чем сглаженного. Поэтому для восстановления прежней максимальной выходной мощности число витков обмотки II выходного трансформатора Т2 необходимо уве-личить на 40. 50 %.
  Затем уточняют сопротивление переменного резистора R8, необходимое, чтобы получить требуемый интервал регулирования мощности нагрузки. После этого переделанный блок можно установить на место постоянной эксплуатации. Дополнительное его преимущество в том, что он не содержит сглаживающего конденсатора в сетевом выпрямителе, и поэтому ему не нужен корректор коэффициента мощности.
  Второй способ регулирования заключается в том, что питание, получаемое инвертором от выпрямителя, коммутируется с помощью ключа, управляемого от ШИ регулятора, как описано в статье [2].
  Схема регулятора показана на рис. 3. Сглаживающий конденсатор сетевого выпрямителя C1 (C2 на рис. 1) не только не следует удалять, но лучше увеличить его емкость в несколько раз. Резистор R1, конденсатор С2 и стабилитрон VD1 образуют параметрический стабилизатор напряжения, от которого получает питание микросхема DD1. На элементе DD1.1 собран генератор импульсов управления, скважность которых можно регулировать изменением положения движка переменного резистора R3. Частота генерации обратно пропорциональна емкости конденсатора С3. Если регулировка мощности должна быть несимметричной, например, от 50 до 100 %, то резистор R2 можно заменить двумя — R2.1 и R2.2 разного сопротивления, один из которых включен последовательно с диодом VD2, другой― с VD3, как показано на рис. 4.
  Остальные элементы микросхемы DD1, соединенные параллельно, обеспечивают нагрузочную способность, достаточную для управления мощным транзистором, имеющим межэлектродную емкость несколько сотен пикофа-рад. Мощный полевой транзистор VT1 коммутирует цепь питания инвертора, который подключают к выходу регулятора. Элементы автозапуска инвертора (VD5, VS11 С3 на рис. 1) удаляют. Запуск осуществляется каждый период ШИ регулирования подачей фронта импульса генератора через конденсатор С4 на базу транзистора VT2 (см. рис. 1). Номиналы элементов С3 и R3 подбирают по требуемой частоте импульсов регулирования, a R3 — по нужному интервалу регулирования мощности. Аналогично можно подключить любой полумостовой инвертор с жестким самовозбуждением.
  В случае, если нагрузка достаточно инерционна (например, нагреватель), то частоту коммутации выбирают единицы-доли герц [2]. Для питания менее инерционной нагрузки, например, осветительной лампы, частоту коммутации необходимо увеличить до десятков-сотен герц. Но ее можно увеличить еще больше — до нескольких килогерц. Это бывает весьма полезно, когда на выходе инвертора включен двухполупериод-ный выпрямитель, как показано на рис. 3 в [1], в случае необходимости к выходу подключают оксидный конденсатор, соблюдая полярность. Его емкость и индуктивность дросселя L3 (рис. 3 в [1]) выбирают исходя из необходимого подавления частоты ШИ регулирования, а также учитывая пульсацию удвоенной частоты сети в случае недостаточной емкости сглаживающего конденсатора сетевого выпрямителя.
  Что касается взаимодействия между инвертором и регулятором, то здесь есть некоторые тонкости. Действительно, для нормального ШИ регулирования необходимо, чтобы инвертор успел выйти на полную амплитуду за время
  
  самого короткого регулирующего импульса, а за время самой короткой паузы генерация должна быть полностью прекращена. Поскольку инвертор с жестким самовозбуждением тратит на «разгон» и на «торможение» не более одного-двух периодов колебаний, то для выполнения этого условия достаточно выбрать частоту генератора импульсов управления так, чтобы даже при самом коротком импульсе регулирования инвертор успел выдать в нагрузку не менее 10—20 импульсов. Это важно и для того, чтобы обеспечить на самой малой мощности симметричный (без постоянного подмагничивания) режим работы магнитопровода выходного трансформатора.
  К регулятору можно подключить полумостовой инвертор с мягким самовозбуждением, например, схема которого показана на рис. 2 в [1], или преобразователь напряжения для питания галогенных ламп, описанный в статье [3]. Такой инвертор не имеет цепей автозапуска и не нуждается в запускающих импульсах. В этом случае конденсатор С4 (см. рис. 3) не устанавливают. Инвертор подключают к регулятору без каких-либо переделок входных цепей. Но при этом надо иметь в виду, что время выхода на полную амплитуду у таких генераторов может оказаться намного больше. Поэтому частоту регулирования в этом случае лучше выбрать пониже. Выяснить, хватает ли инвертору времени для достижения полной амплитуды, поможет осциллографирование его выходного напряжения под нагрузкой.
  Может возникнуть соблазн применить предложенные в этой статье методы для управления яркостью самих энергосберегающих ламп. Надо предупредить,
  что регуляторы яркости для таких ламп строят иначе. Кроме того, энергосберегающая лампа не рассчитана на сколько-нибудь длительную работу в стартовом режиме. Если при работе регулятора поджиг лампы затянется, она выйдет из строя. Автор статьи эту идею не проверял, однако считает, что регулятор по схеме рис. 3 можно попробовать применить для этой цели, а регулятор по схеме рис. 1 — нельзя.
  ЛИТЕРАТУРА
  1. Стрюков в. Малогабаритный блок питания — из электронного балласта. — Радио, 2004, № 3, с. 38, 39.
  2. Нечаев и. Регулятор мощности на полевых транзисторах. — Радио, 2005, № 4, с. 42.
  3. Янгалиев Н. Блок питания на основе преобразователя напряжения для питания галогенных ламп. — Радио, 2005, № 5, с. 36,37.
  
  Как правильно расчитать ток срабатывания защиты в полумосте
  
  rapit
  
  Просмотр профиля
  
  Группа: Пользователи
  Сообщений: 27
  Регистрация: 10.8.2012
  Пользователь №: 28080
  
  Здравствуйте . я собрал полумостовой инвертор , и сейчас передомной стоит задача сделать к нему защиту .
  в задающем генераторе у меня стоит TL494, выходные ключи управляются оптодрайверами TLP250 , защиту хочу сделать с помощью трансформатора тока , даташит на мои выходные ключи я прикрепил .
  питается выход от однофазной сети 220V . частота преобразования 30кГц .
  
  меня интересует как корректно выставить ток , при котором должна срабатывать защита по току ?
  в даташите на ключи , я вижу что при температуре 110 градусов , через ключи может течь ток 27А .
  
  я не особо силен в таких ращетах , очень нужна простая подсказка от спецов в этих вопросах .
  
  я собрал полумостовой инвертор , и сейчас передомной стоит задача сделать к нему защиту .
  
  защиту хочу сделать с помощью трансформатора тока
  
  Сжигает электронику не ток, сжигает температура. Поэтому смотрите в сторону термодатчиков. Просто так проще.
  
  rapit
  
  Просмотр профиля
  
  Группа: Пользователи
  Сообщений: 27
  Регистрация: 10.8.2012
  Пользователь №: 28080
  
  по поводу отвода тепла от ключей я в курсе .
  а вот есть еще такое понятие как скорость нарастания тока в полупроводнике , в момент короткого замыкания на выходе инвертора .
  
  вот этот вопрос меня больше всего интересует ?
  
  по поводу отвода тепла от ключей я в курсе .
  а вот есть еще такое понятие как скорость нарастания тока в полупроводнике , в момент короткого замыкания на выходе инвертора .
  
  вот этот вопрос меня больше всего интересует ?
  
  Вам в помощь реактивное сопротивление. Ключевые слова — индуктивность, дроссель, реактор.
  
  protector
  
  Просмотр профиля
  
  Группа: Пользователи
  Сообщений: 750
  Регистрация: 22.9.2011
  Пользователь №: 24364
  
  rapit
  
  Просмотр профиля
  
  Группа: Пользователи
  Сообщений: 27
  Регистрация: 10.8.2012
  Пользователь №: 28080
  
  protector , в моем инверторе сама схема защиты работает примерно так как вы и описали . вопрос в другом , как правильно выставить МАКСИМУМ ?
  
  а почему именно полевики ? у меня стоят IGBT . в чем вы видите принципиальную разницу ?
  
  сказать что TLP250 это оптопара я не могу , потому что между оптопарой и оптодрайвером есть некая разница .
  
  скажите проще , в какой цепи мне нужен дроссель ? или вы имеете в виду резонансник последовательно первичке выходного транса ?
  
  Сообщение отредактировал rapit — 22.12.2014, 5:54
  
  protector
  
  Просмотр профиля
  
  Группа: Пользователи
  Сообщений: 750
  Регистрация: 22.9.2011
  Пользователь №: 24364
  
  rapit
  
  Просмотр профиля
  
  Группа: Пользователи
  Сообщений: 27
  Регистрация: 10.8.2012
  Пользователь №: 28080
  
  схема , обычный полумост !
  я набросал в общих чертах , чтобы было понятно о чем речь . только токовый трансформатор я не рисовал , он стоит по стандартной схеме , последовательно с первичкой выходного транса . даташит моих ключей , я прикрепил в первом моем сообщении .
  вместо лампочки , на моей схеме стоит транс .
  с транса я снимаю 12V120А , то есть по первичке транса , протекает ток примерно 10А .
  
  дело в том что я понимаю , что с этих ключей можно снять и большую мощность , но не знаю как правильно выставить максималку чтобы ключики в аут не ушли !
  
  на данный момент , я выставил защиту так , что при 135А на выходе она у меня срабатывает .
  я хочу поднять ток срабатывания , но не знаю можно ли это ? и до какого придела ?
  
  нагрузку у меня активная (сопротивление ) .
  
  а почему именно полевики ? у меня стоят IGBT . в чем вы видите принципиальную разницу ?
  
  сказать что TLP250 это оптопара я не могу , потому что между оптопарой и оптодрайвером есть некая разница .
  
  IGBT- диапазон от десятков до 1200 ампер по току и от сотен вольт до 10 кВ по напряжению
  А вот в диапазоне токов до десятков ампер и напряжений до 500 В целесообразно применение обычных МОП- (МДП-) транзисторов, так как при низких напряжениях полевые транзисторы обладают меньшим сопротивлением.
  да и дешевле в ремонте.
  
  разница то есть но: Оптрон
  — в первую очередь это все таки оптрон или оптопара, а вот то что он TLP250 имеет улучшенные выходные характеристики по току и может управлять транзисторами разного типа — это не значит что это какой-то супер драйвер (еще бы контроллером его назвали)
  
  на вашем рисунок — на правом плече вижу делитель напряжения построенном на конденсаторах. Такое схемное решение имеет свои тонкости относительно нагрузки и лампочка с которой вы хотите сравнить свою активную нагрузку, при том что нагрузка не маленькая, было бы глупо. На холостом ходе или при той же лампочке емкость конденсаторов не критична, а вот при больших нагрузках может быть проблема по выходной нагрузке и напряжению на конденсаторах. Благо что оно у вас уже взято с излишком на конденсаторах, а вот емкость не знаю, но при такой частоте может быть и подойдет.
  
  Еще по схеме, по стабилитронам понятно, резисторы 3,3 зачем?
  
  rapit
  
  Просмотр профиля
  
  Группа: Пользователи
  Сообщений: 27
  Регистрация: 10.8.2012
  Пользователь №: 28080
  
  на вашем рисунок — на правом плече вижу делитель напряжения построенном на конденсаторах. Такое схемное решение имеет свои тонкости относительно нагрузки и лампочка с которой вы хотите сравнить свою активную нагрузку, при том что нагрузка не маленькая, было бы глупо. На холостом ходе или при той же лампочке емкость конденсаторов не критична, а вот при больших нагрузках может быть проблема по выходной нагрузке и напряжению на конденсаторах. Благо что оно у вас уже взято с излишком на конденсаторах, а вот емкость не знаю, но при такой частоте может быть и подойдет.
  
  Еще по схеме, по стабилитронам понятно, резисторы 3,3 зачем?
  
  вы имеете ввиду что у меня маленькая емкость конденсаторов в делителе ? о,9Мf ? возможно конечно что они нагреются через пол часа работы , но для меня это не критично , т.к время нагрузки не более 1-й минуты . еще я знаю что если емкости этих конденсаторов будет недостаточно , то на них увеличится падение напряжения , и естественно это отразится на выходе .
  они у меня пленочные , и как показали практические испытания схемы с нагрузкой 1500W , они не греются . или есть еще какой то критерий для этих конденсаторов ? по резисторам в затворах , тут я согласен с вами 3,3 это слишком мало , можно до 10-ти смело увеличивать . про лампочку и полтора киловатную нагрузку я понимаю (не корректно ) .
  
  про оптроны понял , мне раньше просто такая инфа не попадалась , поэтому и называю я их по другому .
  про падение напряжения на переходе транзистора я тоже в курсе , у тех что я поставил оно около 2-х вольт получается , но просто других у меня не было . у моих транзисторов коллектор изолирован , а так как я креплю их на радиаторы от компьютера , это очень удобно . полевиков изолированных я не нашел .
  
  protector
  
  Как ограничить максимальный ток в полумостовом преобразователе
  
  Для построения сварочного инвертора применяют три типа высокочастотных преобразователей, а именно преобразователи включенные по схемам: асимметричный или косой мост, полумост, а также полный мост. Резонансные преобразователи являются подвидами схем полумоста и полного моста.
  
  По системе управления данные устройства можно поделить на:
  
  — ШИМ (широтно-импульсной модуляцией);
  
  — ЧИМ (регулирование частоты);
  
  Могут существовать комбинации всех трех систем.
  
  Типы высокочастотных преобразователей:
  - Система полумост с ШИМ
  - Резонансный полумост
  - Ассиметричный или «косой» мост
  - Полный мост с ШИМ
  - Резонансный мост
  - Полный мост с дросселем рассеивания
  Система полумост с ШИМ
  
  Блок схема показана ниже:
  
  Один из самых простых и надежных преобразователей семейства двухтактных.
  
  «Раскачка» напряжения первичной обмотки трансформатора силового будет равна половине напряжения питания – это недостаток данной схемы. Но плюсом является то, что можно применить трансформатор с меньшим сердечником, не опасаясь захода в зону насыщения. Для сварочных инверторов имеющих мощность порядка 2-3 кВт такой силовой модуль вполне перспективен.
  
  Для нормальной работы силовых транзисторов необходимо ставить драйверы. Это связано с тем, что при работе в режиме жёсткого переключения транзисторам необходим высококачественный управляющий сигнал. Также обязательно наличие безтоковой паузы, чтоб не допустить одновременное открытие транзисторов, иначе они выйдут из строя.
  
  Резонансный полумост
  
  Довольно перспективный вид полумостового преобразователя, его схема показана ниже:
  
  Простота резонансного полумоста в сравнении с полумостом с ШИМ обусловлена тем, что здесь присутствует индуктивности резонансной. Она ограничивает максимальный ток транзисторов, а коммутация транзисторов происходит в нуле тока или напряжения.
  
  Протекающий по силовой цепи ток будет иметь форму синусоиды. Это снимет нагрузку с конденсаторных фильтров. В этом случае драйверы необязательны. Переключение можно выполнить импульсным трансформатором. Качество управляющих импульсов не существенно. Но должна присутствовать бестоковая пауза.
  
  Здесь можно обойтись без токовой защиты, а форма вольт-амперной характеристики ВАХ будет иметь падающий вид, что не требует ее параметрического формирования.
  
  Выходной ток будет ограничиваться только индуктивностью намагничивания трансформатора и сможет достигать значительных величин, если возникнет короткое замыкание КЗ. Это свойство положительно влияет на поджиг и горение дуги, но его необходимо учитывать при подборе выходных диодов.
  
  Выходные параметры регулируются изменением частоты. Но фазное регулирование является более перспективным для сварочных инверторов. Благодаря ему можно избежать неприятного явления в виде совпадения режима короткого замыкания с резонансом. Кроме этого, он увеличивает диапазон регулирования выходных параметров. Применение фазовой регулировки может позволить изменять выходной ток в диапазоне от 0 до Imax.
  
  Ассиметричный, или «косой» мост
  
  Это однотактный, прямоходовой преобразователь, блок-схема которого приведена ниже:
  
  Он популярен у радиолюбителей и у производителей сварочных инверторов. Первые сварочные инверторы строились по таким схемам – асимметричный или «косой» мост. Их качества — помехозащищенность, широкий диапазон регулирования выходного тока, надежность и простота.
  
  — довольно высокие токи, проходящие через транзисторы;
  
  — повышенное требование к качеству управляющего импульса. Возникает необходимость использовать мощные драйвера для управления транзисторами;
  
  — высокие требования к выполнению монтажных работ;
  
  — наличие больших импульсных токов, что повышает требования к конденсаторным фильтрам.
  
  Для поддерживания нормальной работы транзисторов необходимо добавление RCD цепочек – снабберов.
  
  Несмотря на указанные недостатки и низкий КПД устройства по схеме, асимметричный или «косой» мост до сих пор применяется в сварочных инверторах.
  
  Полный мост с ШИМ
  
  Представляет собой классический двухтактный преобразователь, блок-схема которого показана ниже:
  
  По этой схеме можно получать мощность в 2 раза больше, чем при включении типа полумост, и в 2 раза больше, чем при включении типа «косой» мост, при этом величины токов и соответственно потери во всех трех случаях будут равны. Это можно объяснить тем, что напряжение питания будет равным напряжению «раскачки» первичной обмотки трансформатора силового.
  
  Для того, чтоб получить одинаковые мощности с полумостом (напряжение раскачки 0,5Uпит.) необходим ток в 2 раза! меньше чем для случая полумоста. В схеме полного моста с ШИМ транзисторы будут работать поочередно – Т1, Т3 включены, а Т2, Т4 выключены и соответственно наоборот при изменении полярности. Через трансформатор тока отслеживают и контролируют значения амплитудное тока протекающего через эту диагональ. Для его регулирования есть два наиболее часто применяемые способы:
  - Оставить неизменным напряжение отсечки, а изменять только длину импульса управления;
  - Проводить изменения уровня отсекающего напряжения по данным с трансформатора тока при этом оставляя неизменным длительность импульса управления;
  Оба способа могут позволить проводить изменения выходного тока в довольно больших пределах. У полного моста с ШИМ недостатки и требования такие же, как и у полумоста с ШИМ.
  
  Резонансный мост
  
  Является наиболее перспективной схемой высокочастотного преобразователя для сварочного инвертора, блок-схема которого показана ниже:
  
  Резонансный мост не сильно отличается от полного моста с ШИМ. Разница в том, что при резонансном подключении последовательно с обмоткой трансформатора подключают резонансную LC цепочку. Но ее появление полностью меняет процесс перекачки мощности. Уменьшатся потери, увеличится КПД, снизится нагрузка на входные электролиты и электромагнитные помехи уменьшатся. Драйверы нужно применять только тогда, когда используются MOSFET транзисторы, имеющие емкость затвора более 5000 pF. IGBT могут обойтись лишь наличием импульсного трансформатора.
  
  Управление выходным током может производится двумя способами – частотным и фазовым.
  
  Полный мост с дросселем рассеивания
  
  Схема идентична схеме резонансного моста или полумоста, только вместо резонансной цепи LC последовательно с трансформатором включают не резонансную LC цепь. Емкость С, примерно С≈22мкф х 63В, работает как симметрирующий конденсатор, а индуктивное сопротивление дросселя L как реактивное сопротивление, величина которого будет линейно изменятся в зависимости от изменения частоты. Преобразователь управляется частотным способом. При увеличении частоты напряжения сопротивление индуктивности возрастет. А это уменьшит ток в силовом трансформаторе. Поэтому довольно большое количество промышленных инверторов строят по такому принципу ограничения выходных параметров.
  
  Несимметричные полумостовые преобразователи
  
  Радьков, А. В. Несимметричные полумостовые преобразователи / А. В. Радьков. — Текст : непосредственный // Современные тенденции технических наук : материалы III Междунар. науч. конф. (г. Казань, октябрь 2014 г.). — Казань : Бук, 2014. — С. 25-28. — URL: https://moluch.ru/conf/tech/archive/123/6284/ (дата обращения: 17.10.2022).
  
  Несимметричные полумостовые преобразователи относятся к преобразователям с мягким переключением. Область применения таких преобразователей — получение постоянного выходного напряжения при постоянном и достаточно высоком входном напряжении (составляет сотни вольт), большой частоте коммутации ключей, которая составляет десятки и сотни килогерц.
  
  Режим мягкого переключения, то есть включение транзистора при нулевом напряжении на нем, позволяет значительно уменьшит потери на переключении.
  
  Одним из вариантов построения несимметричного полумостового преобразователя (НПП) является преобразователь с выходным сглаживающим LC-фильтром и двухполупериодным выпрямителем (рис. 1). Однако стоит учесть тот факт, что выходная часть рассматриваемого преобразователя может быть выполнена следующими схемотехническими решениями: с одно- или двухполупериодным выпрямителем, с удвоителем тока, с емкостным фильтром и др. Но в любом случае сохраняются основные особенности, присущие несимметричному полумостовому преобразователю.
  
  Рис. 1. Несимметричный полумостовой преобразователь с LC-фильтром и двухполупериодным выпрямителем.
  
  Режим мягкого переключения, то есть включение транзистора при нулевом напряжении на нем, позволяет значительно уменьшит потери на переключении.
  
  Несимметричные полумостовые преобразователи обладают рядом достоинств перед другими схемными решениями: позволяют реализовать переключение транзисторов при нуле напряжения (ПНН), используют только два транзистора на стороне первичной обмотки трансформатора, напряжение на запертых ключах не превышает значение входного напряжения . Перечисленные достоинства рассматриваемых преобразователей очень важные, позволяющие использовать их в преобразователях и системах электропитания различного назначения.
  
  Недостатки НПП обнаруживается при работе преобразователей в широком диапазоне входного или выходного напряжения. Такие недостатки являются существенными. Они сужают возможные области применения и не позволяют увеличивать удельную мощность источника питания.
  
  Примем обычные для анализа преобразователя допущения: транзисторы и диоды — идеальные переключающиеся элементы, а конденсаторы неограниченно большой емкости, индуктивности рассеивания и активные сопротивления обмоток трансформатора равны нулю. Под интервалом импульса понимается включенное состояние транзистора Т1 и выключенное состояние транзистора Т2 (рис. 1). Коэффициент заполнения импульсов определяется по формуле:
  
  где — период переключения транзисторов. Также коэффициент заполнения импульсов обозначается как Схема замещения НПП показана на рис. 2. Параллельно включенные элементы а также дроссель (рис. 1) заменены источником тока , реальный трансформатор заменен индуктивностью намагничивания приведенной к первичной обмотке, и идеальным (обмотки трансформаторам (рис. 2).
  
  Рис. 2. Схема замещения несимметричного полумостового преобразователя
  
  Регулировочная характеристика преобразователя (РХ) имеет вид:
  
  (1)
  
  Если в исходной схеме (рис. 1) предположить, что , получим преобразователь с однополупериодным выходным выпрямителем, РХ которого соответствует выражению:
  
  (2)
  
  (3)
  
  Из выражений (1–3) можно видеть, что зависимость выходного напряжения от D — параболическая, где максимум соответствует Обычно при управлении преобразователем используется диапазон
  
  При равенстве витков трансформатора коэффициент трансформации будет иметь вид:
  
  Тогда РХ преобразователя (в режиме непрерывного тока дросселя) определяется по формуле:
  
  (4)
  
  Коэффициент передачи постоянного напряжения от хода к выходу выразим из (4):
  
  . (5)
  
  Выбор коэффициента трансформации выполняется для максимального значения , для идеального случая Используя (5) получим следующие выражение:
  
  (6)
  
  Напряжение на запертых диодах могут быть определены с помощью выражений:
  
  (7)
  
  (9)
  
  (10).
  
  При проектировании DC-DC преобразователей возможны два предельных случая:
  
  1. Входное напряжение изменятся в широком диапазоне, в то время как выходное напряжение стабилизируется в узких пределах и остается почти постоянной величиной;
  
  2. Входное напряжение практически не меняется.
  
  Из (9) и (10) можно сделать вывод, что напряжение на запертых диодах становятся не равными при уменьшении причем различия в напряжении тем больше, чем меньше . При малых значениях к запертому диоду приложено очень большое напряжение, которое может превосходить выходное в несколько раз. Кроме того, при уменьшении возрастает средний ток в диоде за период.
  
  Такое состояние одного из диодов схемы (), то есть возрастания среднего прямого тока и обратного напряжение при уменьшении характерно для НПП при любом построении его вторичной стороны.
  
  Произведем сравнение НПП с двумя широко известными схемами: однотактным прямоходовым преобразователем (рис. 3) и мостовым преобразователем (рис. 4). Сравним обратные напряжения на диодах НПП с напряжениями на диодах в схемах прямоходового и мостового преобразователя.
  
  Рис. 3. Однотактный полумостовой преобразователь
  
  Рис. 4. Мостовой преобразователь
  
  Рис. 5. Относительные напряжения на диодах в зависимости от коэффициента передачи регулировочной характеристики для различных схем при и изменяющимся
  
  На рис. 5 и 6 показаны нормализированные напряжения на диодах для тех схем в функции относительного коэффициента для двух случаев:
  
  1) стабилизация когда меняется (рис. 5);
  
  2) изменение в широких пределах при постоянных значениях .
  
  Параметр определяется по формуле:
  
  (11)
  
  В первом случае , а во втором —
  
  Рис. 6. Относительные напряжения на диодах в зависимости от коэффициента передачи регулировочной характеристики для различных схем при и изменяющимся
  
  В любом из этих случаев напряжение на диоде в НПП значительно превышает напряжения на диодах в других схемах (рис.3,4). Это является существенным недостатком НПП — тяжелые условия работы одного из выходных диодов и, как следствие, необходимость выбора этого диода с более высоким допустим напряжением. В результате могут быть ухудшены основные параметры преобразователя.
  
  Вторым серьезным недостатком является потеря включения транзистора при нуле напряжения при уменьшении коэффициента заполнения.
  
  При возрастании «несимметричности» НПП, что происходит снижение , увеличиваются потери в ключах первичной стороны, обмотках трансформатора и выходных диодах.
  
  1. Мелешин В. И., Овчинников Д. А. Управление транзисторными преобразователями электроэнергиями, Москва: Техносфера, 2011–576 с.
  
  2. Мелешин В. И., Транзисторная преобразовательная техника, Москва: Техносфера, 2006–632 с.
  
  Похожие статьи
  
  DC-DC преобразователь на базе MP1484EN | Статья в журнале.
  
  напряжение, выходное напряжение, диод, преобразователь, коэффициент передачи, несимметричный полумостовый преобразователь, мягкое переключение, двухполупериодный выпрямитель, Входное напряжение.
  
  ПИД-регулятор понижающего преобразователя напряжения
  
  Математическая модель понижающего преобразователя напряжения. Цифровые импульсные преобразователя напряжения под управлением
  
  К преобразователям первого рода согласно [1] относятся непосредственный понижающий, мостовой, полумостовой преобразователи.
  
  Выбор оптимальных топологий при разработке модульных.
  
  Несимметричные полумостовые преобразователи относятся к преобразователям с мягким переключением. Произведем сравнение НПП с двумя широко известными схемами: однотактным прямоходовым преобразователем (рис. 3) и мостовым преобразователем (рис.
  
  Разработка параллельного преобразователя | Статья в журнале.
  
  Основные термины (генерируются автоматически): параллельный преобразователь, выходное напряжение, регулировочная характеристика, структурная схема ветрогенератора, упрощенная принципиальная схема.
  
  Несимметричные полумостовые преобразователи.
  
  Математическая модель понижающего преобразователя.
  
  Несимметричные полумостовые преобразователи.
  
  выходное напряжение, управляющее воздействие, понижающий преобразователь, силовой ключ, система, электрическая схема, математическая модель, нелинейный регулятор, ток нагрузки, аналитическое конструирование.
  
  Исследование параллельно-последовательного преобразователя
  
  Несимметричные полумостовые преобразователи.
  
  параллельный преобразователь, выходное напряжение, регулировочная характеристика, структурная схема ветрогенератора, упрощенная принципиальная схема.
  
  Математическое моделирование импульсных преобразователей.
  
  Математическое моделирование импульсных преобразователей напряжения с нелинейной внешней характеристикой.
  
  К преобразователям первого рода согласно [1] относятся непосредственный понижающий, мостовой, полумостовой преобразователи.
  
  Векторное управление активным выпрямителем напряжения
  
  Активный преобразователь напряжения может работать в режиме выпрямителя, если передача энергии идет из питающей сети в двигатель и сетевым инвертором пре рекуперации энергии в питающую сеть.
  
  Выбор емкости конденсатора звена постоянного тока двухзвенного.
  
  Число пульсаций напряжения в звене постоянного тока электрического преобразователя на периоде сетевого напряжения m = n·k, где n — число фаз питающего выпрямитель напряжения; k=1 — для однополупериодного, а k=2 — для двухполупериодного.
  
  Похожие статьи
  
  DC-DC преобразователь на базе MP1484EN | Статья в журнале.
  
  напряжение, выходное напряжение, диод, преобразователь, коэффициент передачи, несимметричный полумостовый преобразователь, мягкое переключение, двухполупериодный выпрямитель, Входное напряжение.
  
  ПИД-регулятор понижающего преобразователя напряжения
  
  Математическая модель понижающего преобразователя напряжения. Цифровые импульсные преобразователя напряжения под управлением
  
  К преобразователям первого рода согласно [1] относятся непосредственный понижающий, мостовой, полумостовой преобразователи.
  
  Выбор оптимальных топологий при разработке модульных.
  
  Несимметричные полумостовые преобразователи относятся к преобразователям с мягким переключением. Произведем сравнение НПП с двумя широко известными схемами: однотактным прямоходовым преобразователем (рис. 3) и мостовым преобразователем (рис.
  
  Разработка параллельного преобразователя | Статья в журнале.
  
  Основные термины (генерируются автоматически): параллельный преобразователь, выходное напряжение, регулировочная характеристика, структурная схема ветрогенератора, упрощенная принципиальная схема.
  
  Несимметричные полумостовые преобразователи.
  
  Математическая модель понижающего преобразователя.
  
  Несимметричные полумостовые преобразователи.
  
  выходное напряжение, управляющее воздействие, понижающий преобразователь, силовой ключ, система, электрическая схема, математическая модель, нелинейный регулятор, ток нагрузки, аналитическое конструирование.
  
  Исследование параллельно-последовательного преобразователя
  
  Несимметричные полумостовые преобразователи.
  
  параллельный преобразователь, выходное напряжение, регулировочная характеристика, структурная схема ветрогенератора, упрощенная принципиальная схема.
  
  Математическое моделирование импульсных преобразователей.
  
  Математическое моделирование импульсных преобразователей напряжения с нелинейной внешней характеристикой.
  
  К преобразователям первого рода согласно [1] относятся непосредственный понижающий, мостовой, полумостовой преобразователи.
  
  Векторное управление активным выпрямителем напряжения
  
  Активный преобразователь напряжения может работать в режиме выпрямителя, если передача энергии идет из питающей сети в двигатель и сетевым инвертором пре рекуперации энергии в питающую сеть.
  
  Выбор емкости конденсатора звена постоянного тока двухзвенного.
  
  Число пульсаций напряжения в звене постоянного тока электрического преобразователя на периоде сетевого напряжения m = n·k, где n — число фаз питающего выпрямитель напряжения; k=1 — для однополупериодного, а k=2 — для двухполупериодного.
  
  Ограничение среднего тока в полумостовых преобразователях
  
  В статье представлен метод ограничения среднего тока в полумостовых преобразователях, который позволяет исключить дрейф напряжения в средней точке емкостного делителя. Ограничение среднего тока действует только в режиме перегрузки и не влияет на другие характеристики полумостовой топологии, широко используемой для построения источников питания. Статья представляет собой перевод [1].
  
  Силовые преобразователи на базе полумостовой топологии широко используются в источниках питания, а кроме того, их популярность растет в сфере телекоммуникационного оборудования формата 1/4-brick и 1/8-brick. Полумостовая топология обеспечивает высокую эффективность за счет применения двухполюсного трансформатора и возможность коммутирования мощности до 500 Вт. В первичной цепи этих схем применяются компоненты меньших, по сравнению с любой изолированной топологией, номиналов. Входные конденсаторы и транзисторы в полумостовой схеме рассчитаны на вдвое меньшее напряжение по сравнению с мостовой схемой. Однако в режиме перегрузки при традиционном пошаговом ограничении тока положение средней точки полумостового емкостного делителя смещается либо к потенциалу входного напряжения, либо к потенциалу земли. Это приводит к насыщению силового трансформатора и требует, чтобы полевые транзисторы и входные конденсаторы полумостовой схемы были рассчитаны, по крайней мере, на полную величину входного напряжения. С точки зрения характеристик и стоимости системы эти ограничения весьма нежелательны.
  Чтобы преодолеть эти недостатки, предложена схема ограничения среднего тока. Ограничение среднего значения тока позволяет сбалансировать положение средней точки емкостного делителя полумоста и предотвращает ее смещение в условиях перегрузки. Кроме того, этот подход не влияет на управление по прямой связи в режиме напряжения, которое обычно используется для полумостовой схемы. Этот метод также сохраняет свойства обычных способов ограничения тока, таких как пошаговая защита, быстрое время реакции системы на перегрузку и возможность автоматического перезапуска (hiccup-mode restart).
  
  Упрощенная схема полумостовой топологии показана на рисунке 1. Входные конденсаторы C1 и C2, которые формируют одну половину моста, соединены последовательно, так что средняя точка емкостного делителя имеет потенциал, равный половине входного напряжения. Другая половина моста образована ключевыми транзисторами Q1 и Q2. Ключи Q1 и Q2 поочередно включаются импульсом, ширина которого определяется входным и выходным напряжением и коэффициентом трансформации. При включении каждого ключа половина входного напряжения прикладывается к первичному трансформатору. Полученное в результате вторичное напряжение затем выпрямляется и фильтруется с помощью LC-фильтра, который обеспечивает постоянное выходное напряжение.
  
  Обычно управление полумостовых силовых преобразователей осуществляется в режиме напряжения. Как и в любой другой двухполюсной топологии, например, двухтактной или мостовой, в полумостовой топологии также наблюдается насыщение сердечника трансформатора. При управлении пиковым током при заданной нагрузке ШИМ-цикл прерывается тем же пиковым значением тока. Если напряжение, приложенное к трансформатору в одной фазе, отличается от напряжения, приложенного в другой фазе, система управления пиковым током подстраивает время включения для прерывания ШИМ-цикла при том же пиковом значении тока. Таким образом уравновешивается произведение вольт-секунда в обеих фазах и предотвращается насыщение сердечника трансформатора в двухтактной и мостовой топологиях. Однако этот метод неприменим к полумостовой топологии из-за неустойчивого напряжения средней точки емкостного делителя полумоста. Любая неустойчивость времени включения, которая характерна для управления пиковым током, приводит к дрейфу напряжения средней точки к потенциалу земли или входному напряжению. И управление пиковым током усугубляет эту тенденцию, что приводит к нестабильному поведению выходного напряжения и возможности насыщения трансформатора.
  При управлении полумостовой топологией в режиме напряжения, если одна фаза находится во включенном состоянии дольше (из-за рассогласования устройства или сбоя синхронизации), то напряжение, приложенное к трансформатору, уменьшается, потому что конденсаторы разряжаются более длительное время. Произведение вольт-секунда на фазах, таким образом, уравновешивается. Смещение центральной точки емкостного делителя действует как отрицательная обратная связь, предотвращая насыщение трансформатора.
  
  Во время перегрузки в обычной схеме пошагового ограничения тока ШИМ-цикл прерывается токочувствительным компаратором, а не ШИМ-компаратором. Это похоже на управление в режиме пикового тока. Как было показано выше, управление пиковым током дает неодинаковую ширину импульсов, что приводит к неустойчивости средней точки емкостного делителя полумоста. На рисунке 2 показана временная диаграмма работы полумостовой топологии, использующей традиционное пошаговое ограничение тока. На сигнале в узле переключения, показанном в увеличенном масштабе, видно, что ширина импульсов неодинакова в двух фазах, что вызывает дрейф средней точки емкостного делителя полумоста. Чтобы преодолеть этот недостаток, необходима схема ограничения тока, которая выравнивает ширину импульсов и, следовательно, уравновешивает входной емкостной делитель. Это может быть достигнуто путем эмуляции управления в режиме напряжения в процессе ограничения тока.
  
  В полумостовом контроллере LM5039 ограничение среднего тока реализовано с использованием мониторинга напряжения на выводе CS с помощью двух компараторов с разными опорными напряжениями. Как показано на рисунке 3, компаратор ограничения среднего тока имеет пороговое напряжение, равное 0,5 В, и используется для реализации нижнего предела среднего тока. Компаратор пошагового ограничения тока имеет пороговое напряжение 0,6 В и используется для мгновенной защиты силового преобразователя. Когда напряжение на выводе CS достигает порогового значения 0,5 В, компаратор ограничения среднего тока запускает источник тока, который заряжает вывод ACL в течение времени, когда напряжение на выводе CS выше 0,5 В. В результате, напряжение на конденсаторе C_ACL быстро заряжается до уровня, который вызывает прерывание ШИМ-цикла благодаря снижению напряжения на внутреннем узле COMP. Это позволяет компаратору ограничения среднего тока во время каждого рабочего цикла брать на себя управление предельным током вместо компаратора пошагового ограничения тока с пороговым напряжением 0,6 В. Конденсатор ограничения среднего тока C_ACL формирует усредненный сигнал, который понижает напряжение на внутреннем узле COMP, чтобы обеспечить одинаковую ширину импульсов в обеих фазах работы полумоста при ограничении тока. Такой подход к реализации ограничения тока подобен ограничению тока при управлении в режиме напряжения.
  
  Конденсатор ограничения среднего тока C_ACL следует выбирать так, чтобы обеспечить минимальные пульсации напряжения. Пульсации на конденсаторе C_ACL приводят к колебаниям средней точки емкостного делителя полумоста. Следует также отметить, что слишком большая емкость конденсатора C_ACL может увеличить время срабатывания схемы ограничения среднего тока. Поэтому пошаговое ограничение пикового тока требует больше времени, что приводит к дрейфу напряжения средней точки полумоста.
  Отклик схемы ограничения среднего тока одинаков как в режиме soft short, так и в режиме hard short. Во время перегрузки схема ограничения среднего тока превращает источник питания в источник постоянного тока, так что средний выходной тока определяется из выражения:
  
  где N_PRI и N_SEC — число витков в первичной и вторичной обмотках силового трансформатора, R_CS — сопротивление токочувствительного резистора, а CT_TURNS — число витков токочувствительного трансформатора. Эта схема известна также как схема ограничения тока в режиме полного отключения (brickwall current limiting).
  Возможность ограничения тока в режиме полного отключения весьма полезна из-за предсказуемости момента начала ограничения тока при различных значениях входного напряжения сети. Однако в преобразователе с фиксированной частотой в режиме hard short у среднего выходного тока наблюдается так называемый «хвост».
  Во включенном состоянии пиковый выходной ток индуктивности возрастает, и в режиме паузы времени для его возврата к исходному значению недостаточно. Минимальное время включенного состояния ограничено из-за задержки распространения и отключения. Чтобы избежать появления «хвоста» выходного тока, когда силовой преобразователь находится в режиме ограничения среднего тока, частота генератора контроллера LM5039 пропорционально уменьшается. В режиме hard-short частота генератора уменьшается на одну треть частоты, устанавливаемой резистором RT. Понижение частоты реализовано только для режима ограничения среднего тока и не влияет на характеристики цепи управления. Зависимость выходного напряжения от выходного тока, показанная на рисунке 4, иллюстрирует ограничение тока в режиме полного отключения.
  
  На рисунках 5 и 6 можно увидеть, что средняя точка емкостного делителя полумоста уравновешена как в режиме soft short, так и в режиме hard short. На обеих временных диаграммах видно, что перед началом заряда конденсатора средняя точка начинает смещаться, но как только начинает работать схема ограничения среднего тока, положение центральной точки приходит в равновесие. На сигнале, показанном в увеличенном масштабе, видно, что схема ограничения среднего тока поддерживает одинаковую ширину импульсов в обеих фазах работы полумоста. В режиме soft-short конденсатор ограничения среднего тока заряжается быстрее, чем в режиме hard-short, благодаря разной ширине импульсов в этих режимах. Если внимательно посмотреть на сигнал в узле переключения, показанный на рисунке 6 в увеличенном масштабе, то можно также заметить уменьшение частоты переключения.
  
  Улучшение свойств несимметричных полумостовых DC/DC-преобразователей напряжения
  
  Несимметричные полумостовые DC/DC-преобразователи напряжения обладают рядом неоспоримых достоинств перед другими схемными решениями: позволяют реализовать переключение транзисторов на нуле напряжения (ПНН), используют только два транзистора на первичной стороне, а напряжение на запертых ключах не превышает U_вх. Это позволяет использовать их в преобразователях напряжения и системах электропитания различного назначения. Известно несколько топологий DC/DC-преобразователей напряжения, отличающихся друг от друга главным образом построением вторичной стороны преобразователя напряжения: с однополупериодным и двухполупериодным выпрямителем; слаживающим фильтром C и LC; с двумя силовыми трансформаторами; с выпрямителем, выполненным на основе удвоителя тока; с интегрированным магнитным элементом (ИМЭ) [1, 2].
  
  Недостатки DC/DC-преобразователей напряжения обнаруживаются при его работе в широком диапазоне входных или выходных напряжений. Эти недостатки значительны, и они сужают возможные области применения DC/DC-преобразователей напряжения, ухудшают надежность и не позволяют увеличить удельную мощность источника питания.
  
  Сравнение DC/DC-преобразователей напряжения с другими схемными решениями
  
  Рассмотрим одну из основных топологий DC/DC-преобразователей напряжения, использующую двухполупериодный выпрямитель с низкочастотным LC-фильтром (рис. 1).
  
  Рис. 1. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с двухполупериодным выпрямителем и LC_фильтром
  
  Обратные напряжения без учета знака на силовых диодах D1 и D2 определяются следующим образом:
  
  где D — коэффициент заполнения импульсов, под которым понимается отношение длительности включенного состояния транзистора Т1 к периоду переключения.
  
  Принимая обычные допущения и полагая, что в схеме на рис. 1 W₂₁ = W₂₂, регулированная характеристика (РХ) DC/DC-преобразователей напряжения в режиме непрерывного тока дросселя может быть записана так:
  
  M = Uвых/Uвх = 2×D×(1–D)×n, (3)
  
  где n = W₂₁/W1 = W₂₂/W1, 0 ≤ D ≤ 0,5.
  
  Выбор n выполняется для максимального значения D, которое для идеального случая равно 0,5. Используя (3), получим:
  
  Напряжения на силовых диодах могут быть выражены из (1) и (2) с учетом (3) и (4):
  
  При проектировании DC/DC-преобразователей напряжения возможны два предельных случая:
  1. U_вх изменяется в широком диапазоне, в то время как U_вых стабилизируется в узких пределах и остается почти постоянной величиной.
  2. U_вх практически не изменяется (как, например, в преобразователе напряжения, работающем от корректора коэффициента мощности), в то время как U_вых может изменяться в широких пределах и зависит от состояния и условий работы аккумуляторной батареи. Можно показать, что силовой диод D2 в DC/DC-преобразователях напряжения (рис. 2) оказывается в тяжелом режиме по напряжению, то есть к запертому силовому диоду приложено обратное напряжение, превосходящее выходное в несколько раз. В то же самое время ток, проходящий через силовой диод D2, возрастает при уменьшении D.
  Рис. 2. Относительные напряжения на силовых диодах в зависимости от коэффициента передачи регулировочной характеристики для различных схем при Uвых = const и изменяющемся Uвх
  
  Такое состояние одного из силовых диодов схемы (возрастание тока и обратного напряжения при уменьшении D) характерно для DC/DC-преобразователей напряжения при любом построении вторичной стороны преобразователя.
  
  Можно сравнить обратные напряжения на силовых диодах DC/DC-преобразователей напряжения с напряжениями на диодах в других известных типах конверторов — прямоходовом и мостовом.
  
  На рис. 2 и 3 показаны нормализованные напряжения на силовых диодах для трех схем в функции относительного коэффициента PX () для двух случаев: стабилизация U_вых, когда U_вх меняется (рис. 2), и изменение U_вых в широких пределах при постоянном значении U_вх (рис. 3). Параметр = M/M_max, M_max = U_вых/U_вх_min в первом случае и M_max = U_вых _max/U_вх во втором.
  
  Рис. 3. Относительные напряжения на силовых диодах в зависимости от коэффициента передачи регулировочной характеристики для различных схем при Uвх = const и изменяющемся Uвых
  
  Как в первом, так и во втором случаях напряжение на силовом диоде D2 в DC/DC-преобразователей напряжения значительно превышает напряжение на диодах в других схемах (рис. 2-3). Последнее является существенным недостатком DC/DC-преобразователей напряжения — тяжелые условия работы одного из выходных силовых диодов и, как следствие, необходимость выбора этого диода с более высоким допустимым напряжением. В результате ухудшаются основные параметры преобразователя напряжения.
  
  Вторым серьезным недостатком DC/DC-преобразователей напряжения является потеря включения транзистора Т1 при нуле напряжения при уменьшении коэффициента заполнения. Условие обеспечения ПНН для ключа Т1 состоит в выполнении неравенства [1]:
  
  L_s, L_μ — индуктивности рассеяния и намагничивания силового трансформатора, определяемые для обмотки W₁; С_Т — средняя выходная емкость ключа; I_H — ток нагрузки. Из неравенства следует, что снижение D — уменьшение левой части по сравнению с правой — действительно может привести к потере ПНН, что, в свою очередь, означает возрастание потерь в ключе Т1.
  
  Дополнительно отметим, что при возрастании «несимметричности» DC/DC-преобразователей напряжения, что происходит при снижении D, увеличиваются потери в ключах первичной стороны, оболочках силового трансформатора и выходных силовых диодах.
  
  Еще один недостаток DC/DC-преобразователей напряжения заключается в том, что пульсации выходного напряжения следуют с частотой переключения транзисторов, а не с удвоенной частотой, как это происходит в симметричных схемах — мостовых, полумостовых или двухтактных. Поэтому при жестких требованиях к выходным пульсациям DC/DC-преобразователей напряжения приходится либо увеличивать размеры сглаживающего фильтра, либо увеличивать частоту переключения, что в итоге приводит к ухудшению основного показателя преобразователя напряжения — снижению его удельной мощности.
  
  Возможные решения
  
  В ряде работ предлагались решения, направляемые на улучшение работы DC/DC-преобразователей напряжения и снижение максимального обратного напряжения на одном из силовых диодов. В двухтрансформаторной схеме DC/DC-преобразователей напряжения предложено выполнить неравные витки двух силовых трансформаторов [3]. Этот же подход может быть использован в схеме с LC-фильтром (рис. 1), если применить отвод обмотки дросселя и подключить к нему катод силового диода D2. Результат будет аналогичен тому, что получается в двухтрансформаторной схеме, выполненной с неравными коэффициентами трансформации — обратное напряжение на диоде D2 будет уменьшено.
  
  Недостатком описанного метода является возрастающее неравенство токов и рассеиваемой мощности в компонентах как первичной, так и вторичной сторон преобразователя напряжения. В результате последует неодинаковый нагрев компонентов силовой части и снижение КПД. Кроме того, в токе выходного силового конденсатора появляются скачки, что приводит к еще большему возрастанию выходных пульсаций.
  
  Необходимо упомянуть еще раз об одном техническом решении [4], суть которого сводится к включению в первичную сторону преобразователя напряжения дополнительного ключа и последовательно соединенного с ним силового диода (Т3, D3) (рис. 4).
  
  Рис. 4. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с дополнительными ключом и силовым диодом на первичной стороне
  
  Авторы этого решения предложили преобразователь напряжения с выходным удвоителем тока. Ключ Т3 отпирается непосредственно после отпирания ключа Т2, а его запирание происходит перед отпиранием ключа Т1 и после запирания Т2. В отличие от обычной схемы DC/DC-преобразователей напряжения длительности включенного состояния ключей Т1 и Т2 в схеме на рис. 4 остаются равными при любом значении коэффициента заполнения. Дополнительная цепь (Т3, D3) создает нулевую паузу на обмотках силового трансформатора при запертых ключах Т1 и Т2. Режим работы схемы становится симметричным, и повышенное напряжение на выходном силовом диоде (в данном случае D2) не появляется. Недостатками схемы являются потери в Т3 и D3 при их включении и в интервале открытого состояния Т3. Кроме того, требуется усложненный алгоритм управления всеми ключами схемы.
  
  Строго говоря, схема с тремя ключами перестает быть несимметричным полумостом и по принципу работы скорее напоминает работу мостовой схемы с фазовым управлением.
  
  Все рассмотренные усовершенствования DC/DC-преобразователей напряжения предполагают структуру преобразователя напряжения неизменной, при этом не происходит смены алгоритма работы ключей при уменьшении или увеличении входного (выходного) напряжения.
  
  Существует другой способ устранения недостатков, присущих DC/DC-преобразователям напряжения Н. Он заключается в создании силовой части, адаптивно реагирующей на изменения, которые происходят на входе или выходе преобразователя напряжения. Идея решения изложена в работе [5], показана применительно к преобразователю напряжения с удвоителем тока на вторичной стороне (рис. 5) и рассматривает случай работы при понижении входного напряжения преобразователя напряжения на короткое время (например, пропадание напряжения на один период сети).
  
  Рис. 5. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с удвоителем тока и отводами вторичной обмотки
  
  Авторы указали также на возможность работы схемы при широком изменении входного напряжения. Когда напряжение U_вх высокое, ключ Т должен быть выключен, работают только силовые диоды D1 и D2, а когда U_вх снижается и достигает определенного порога, ключ Т включается, при этом в работу вступают диоды D3 и D4.
  
  Уменьшение выходных пульсаций в DC/DC-преобразователях напряжения может быть достигнуто изменением соотношения витков на вторичной стороне силового трансформатора (например, W₂₁ и W₂₂ на рис. 1) [6, 7].
  
  Для схемы на рис. 1 напряжение на входе LC-фильтра изменяется, как показано на рис. 6, где n₁, n₂ — отношение витков W₂₁/W₁ и W₂₂/W₁ соответственно. При n₁ = n₂ пульсации оказываются нулевыми при D = 0,5 и возрастают по мере снижения D.
  
  Рис. 6. Напряжение на входе LC-фильтра несимметричного полумостового преобразователя нaпряжения
  
  В общем случае пульсации отсутствуют при выполнении условия:
  
  Равенство (7) означает, что можно добиться нулевых выходных пульсаций для любого заданного значения D, то есть для любого входного или выходного напряжения преобразователя напряжения.
  
  При D < 0,5 и нулевых пульсациях имеем n₁ < n₂. Выполняя условие (7), необходимо провести расчет тока намагничивания силового трансформатора с тем, чтобы не допустить насыщения его сердечника во всех режимах.
  
  Для схемы на рис. 1, считая средний ток в силовом конденсаторе С равным нулю, запишем соотношение, связывающее ток нагрузки и постоянную составляющую тока намагничивания I_μ:
  
  При W₂₁ = W₂₂, то есть при n = n₁ = n₂, из (8) получим:
  
  Сравнение (8) и (9) показывает, что, выполняя неравенство n₁ < n₂ для снижения пульсаций на выходе, необходимо учитывать при этом возрастание тока I для одного и того же значения D. Следовательно, может потребоваться увеличение зазора в сердечнике или изменение начальной проницаемости сердечника, выполняемого без зазора (кольцевые сердечники из аморфного сплава или материала Cool M_μ).
  
  Предлагаемые решения
  
  Адаптивная структура выходного каскада DC/DC-преобразователей напряжения может быть использована для другого режима преобразователя напряжения, широко используемого, в частности, в телекоммуникациях. В таком применении DC/DC-преобразователь напряжения является второй ступенью транзисторного выпрямителя и его входное напряжение изменяется очень слабо.
  
  Более того, кратковременные или продолжительные провалы сетевого напряжения не оказывают влияния на выходное напряжение потребителя, если используется аккумуляторная батарея (АБ).
  
  Выходное напряжение DC/DC-преобразователя напряжения должно изменяться в широких пределах, диктуемых АБ, а если происходят значительные перегрузки или короткое замыкание, U_вых может приближаться к нулю.
  
  Характеристики DC/DC-преобразователя напряжения для случая широкого изменения выходного напряжения показаны на рис. 7.
  
  Рис. 7. Выходная характеристика DC/DC-преобразователя напряжения при широком диапазоне изменения выходного напряжения
  
  Управление ключом Т (рис. 5) теперь должно вестись не от входного, а от выходного напряжения. Этот принцип реализуется без каких либо затруднений в преобразователе напряжения с любым построением вторичного каскада, включающего, например, два силовых трансформатора или интегрированный магнитный элемент. На рис. 8 показана модификация схемы рис. 1 — DC/DC-преобразователи напряжения с адаптированной структурой, двухполупериодным выпрямителем и LC-фильтром.
  
  Рис. 8. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с LC-фильтром и отводом вторичной обмотки
  
  В схеме по рис. 8 силовой трансформатор Тр обеспечивает состояние D (импульса) преобразователя напряжения. Ключ Т может управляться от входного или выходного напряжений преобразователя напряжения в зависимости от предъявляемых к нему требований. Когда ключ Т замкнут, РХ определяется соотношением:
  
  Коэффициент заполнения D1 изменяется от возможного максимального значения до минимального, когда транзистор Т выключается. Если Т размыкается (работают силовые диоды D2 и D3), РХ будет равна:
  
  В этом случае D2 изменяется от возможного максимального значения, а когда U_вх возрастает или U_вых уменьшается, напряжение на запертом силовом диоде D3 будет снижено. Эффективность работы схемы для случая U_вх = сonst можно увидеть на рис. 9.
  
  Рис. 9. Эффективность работы DC/DC-преобразователя напряжения, выполненного по схеме рис. 8, для случая Uвх = const
  
  При определенном значении U_вых (то есть при определенном значении М) формируется управляющий сигнал, переключающий транзистор Т, при этом происходят скачкообразные изменения D и напряжения на запертом силовом диоде.
  
  Еще одна схема DC/DC-преобразователей напряжения, в которой основной и дополнительный силовые диоды подключаются к накопительному конденсатору, показана на рис. 10.
  
  Рис. 10. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с C-фильтром и отводом вторичной обмотки
  
  Когда транзистор Т1 включен, оба силовых диода выключены, а при выключенном Т2 работает один из диодов D1 и D2. В данной схеме переключение Т происходит в ответ на сигнал, получаемый от входного или выходного напряжения. Максимальное значение U_вых в схеме рис. 10 определяется индуктивностью рассеяния силового трансформатора L_S, емкостью силового конденсатора С_вых и соответствует значениям D = 0,6… 0,7. При переключении транзистора Т происходит переход от одной регулировочной характеристики к другой.
  
  В публикациях [8, 9, 10] показаны различные технические решения, реализующие адаптивный метод при работе DC/DC-преобразователей напряжения от неизменяющегося постоянного входного напряжения при выходном напряжении, изменяющемся в широких пределах.
  
  Экспериментальные результаты
  
  Адаптивный выходной каскад был проверен в преобразователе напряжения, который являлся второй ступенью транзисторного выпрямителя (ТВ), содержащего повышающий корректор коэффициента мощности в первой ступени. ТВ был выполнен первоначально на выходную мощность 850 Вт, а затем на 1000 Вт в той же конструкции.
  
  Диапазон рабочего выходного напряжения 42-59 В, напряжение сети изменяется в пределах 85-300 В при полной мощности в диапазоне напряжений сети 175-300 В и со снижением мощности до 50% от номинальной при напряжении сети 85 В. КПД обоих выпрямителей 91-93% при нагрузке от 50% до номинальной, выходном напряжении 54,4 В и напряжении сети 220 В.
  
  Электрическая схема силовой части DC/DC-преобразователей напряжения соответствует рис. 8. Сердечник трансформатора — ETD 44, феррит N87, число витков обмотки W1 — 25. Частота переключения транзисторов DC/DC равна 93 кГц. Ключ Т типа SPP80N0832L; D1, D2 — для мощности 850 Вт STTH 2003 с t = 35 нс (оба силовых диода в одном корпусе).
  
  При мощности 1000 Вт D1, D2 — STTH3003 (t = 40 нс). Диод D3 — STTH2003 (850 Вт) и STTH3003 (1000 Вт). Выходной дроссель выполнен на сердечнике из аморфного железа MP3310LDG. Выходная характеристика ТВ с выходной мощностью 850 Вт показана на рис. 11. Сигналы на ключ Т поступают через оптронную развязку от микропроцессора ATmega8535. Пороги включения и выключения ключа Т установлены на 47 и 46 В для ТВ850 Вт и на 40-39 В для ТВ1000 Вт.
  
  Рис. 11. Предельная выходная характеристика DC/DC-преобразователя напряжения с выходной мощностью 850 Вт
  
  На рис. 12 для ТВ850 Вт показаны напряжения на силовом диоде D3, когда Т включен (рис. 12а U_вых = 46,5 В) и когда Т выключен (рис. 12б U_вых = 45,5 В). Из осциллограмм можно видеть, насколько полезным является применение адаптивной структуры: начиная с выходного напряжения 46 В и ниже, напряжение на запертом диоде D3 значительно уменьшается (на осциллограммах снижение произошло на 60 В).
  
  Рис. 12. Напряжение на силовом диоде D3 (схема рис. 8):
  а) Uвых = 46,5 B, транзистор Т включен;
  б) Uвых = 45,5 B, транзистор Т выключен
  
  Режим работы DC/DC-преобразователей напряжения после выключения транзистора Т становится более симметричным, что способствует снижению потерь в силовых компонентах.
  
  Для проверки влияния «перекоса» витков вторичной обмотки на пульсации выходного напряжения ТВ на 1000 Вт был выполнен в двух вариантах. В первом вторичные витки были выполнены следующим образом (рис. 8): W₂₁ = 8, W₂₂ = 5, W₂₃ = 8.
  
  Во втором варианте витки были изменены следующим образом: W₂₁ = 6, W₂₂ = 3, W₂₃ = 10. Эффективные значения пульсаций, полученные с помощью измерителя шумов и сигналов низкой частоты ИШС-НЧ, приведены в таблице 1.
  
  Можно видеть, что при любых значениях токов нагрузки и любых уровнях выходного напряжения «перекос» вторичных витков позволил значительно (в 1,5-3 раза) уменьшить уровень выходных пульсаций. Поэтому с запасом выполнены нормы по выходным пульсациям для источников питания, применяемых в аппаратуре связи. При «перекосе» вторичных витков (n₁ < n₂) увеличен зазор в сердечнике — на 30% для предотвращения его насыщения из-за возрастания тока намагничивания (8).
  
  На рис. 13 показаны плата DC/DC-преобразователя напряжения в сборке и внешний вид транзисторного выпрямителя с выходной мощностью 850 и 1000 Вт.
  
  Рис. 13. Плата DC/DC-преобразователя напряжения и транзисторный выпрямитель в корпусе
  
  В последнем случае удельная мощность выпрямителя составила 460 Вт/дм 3 (габаритные размеры 84×86×300 мм).
  
  Выводы
  
  Применение силового трансформатора с отводом дополнительного силового диода и ключа позволяет улучшить все свойства DC/DC-преобразователей напряжения при изменении не только входного, но и выходного напряжения. Адаптивная структура с отводом может быть использована при любой выходной топологии DC/DC-преобразователей напряжения. Эффективным средством снижения выходных пульсаций является «перекос» вторичных обмоток силового трансформатора, при этом зазор в сердечнике должен быть увеличен. Применение перечисленных мер позволяет DC/DC-преобразователям напряжения успешно конкурировать с топологией мостового преобразователя напряжения с фазовым сдвигом до выходной мощности 2000 Вт.
  Похожие публикации: